CN116827098A - 一种电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，涉及开关电源技术领域。第一整流模块对电源系统的输出电流进行整流得到整流后的第一电流；电感模块抑制第一电流中交流电压产生的噪声和纹波得到第二电流；电感模块产生互感电压和互感电流；第一滤波模块对第二电流进行滤波并输出第一负载电压；第二整流模块对互感电流进行整流得到整流后的第三电流；分压模块流过第三电流得到第四电流；第二滤波模块用于对第四电流进行滤波，并输出负载电压；控制模块控制负载电压不大于阈值电压；第一负载电压和第二负载电压为电源系统输出纹波噪声抑制再生电压。本发明输出电压减少纹波和噪声的产生，实现纹波和噪声在合理范围内，提高输出电压的稳定性。

Description

一种电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统。

背景技术

随着电子技术和信息技术不断发展，越来越多的电子设备进入了人们的日常工作与生活中，社会的信息化程度也越来越高，电子设备已成为人们日常工作与生活不可缺少的一部分。其中，供电电源堪称电子设备的心脏，要求电源输出的额定电压在范围内事关重要，特别是精密仪器或者显示设备等。

轻薄化、智能化是电子产品发展的一个主要方向，对于显示设备来说亦是如此。显示设备不仅要求轻薄化，而且要求向窄边框或无边框方向发展。这对于产品的整体设计，特别是供电电源的设计要求也越来越高。不仅对电源的输入特性、输出特性、保护、效率、电气绝缘、电磁兼容性(Electro Magnetic Compatibility，EMC)、绝对稳压系数、纹波电压等都有要求。

现有的开关电源设备在输出电压和开关电源调制过程中会产生输出噪声和开关噪声，并且输出电压随之产生纹波和噪声，从而导致输出电压纹波和噪声超出合理范围_，输出电压稳定性差。

发明内容

本发明实施例的目的是提供一种电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，通过抑制开关电源输出电压的输出噪声和开关电源调制过程中产生开关噪声，以实现输出电压减少纹波和噪声的产生，从而实现输出电压纹波和噪声在合理范围内，提高输出电压的稳定性。

为实现上述目的，本发明实施例提供了如下方案：

一种电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，所述电源系统提供输出电压，所述输出电压中包括交流电压；所述电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统包括：

第一整流模块，与所述电源系统的第一输出端连接，用于对所述电源系统的输出电流进行整流，得到整流后的第一电流；

电感模块，用于抑制所述第一电流中交流电压所产生的噪声和纹波，得到第二电流；所述电感模块的一次侧输入端与所述第一整流模块的输出端连接，所述电感模块的一次侧输出端连接有外接负载；所述电感模块还用于产生互感电压和互感电流；

第一滤波模块，用于对所述第二电流进行滤波，并输出第一负载电压；所述第一滤波模块的输入端连接在所述电感模块的一次侧输出端与外接负载之间，且所述第一滤波模块的输出端接地；

第二整流模块，所述第二整流模块的输入端与所述电感模块的二次侧输出端连接，用于对所述互感电流进行整流，得到整流后的第三电流；所述电感模块的二次侧输入端接地；

分压模块，所述分压模块的输入端与所述第二整流模块的输出端连接，用于流过所述第三电流得到第四电流；

第二滤波模块，用于对所述第四电流进行滤波，并输出负载电压；所述第二滤波模块的输入端连接在所述分压模块的输出端与控制模块的输入端之间，且所述第二滤波模块的输出端接地；

所述控制模块用于控制所述负载电压不大于阈值电压；所述控制模块的输出端连接外接负载；所述控制模块的输出端输出第二负载电压；

所述第一负载电压和所述第二负载电压为所述电源系统输出纹波噪声抑制再生电压。

可选地，所述第一整流模块包括：

第一二极管，用于对所述电源系统的输出电流进行整流，得到整流后的第一电流；所述第一二极管的输入端连接所述电源系统的第一输出端；所述第一二极管的输出端连接所述电感模块的一次侧输入端；

所述第二整流模块包括：

第二二极管，用于对所述互感电流进行整流，得到整流后的第三电流；所述第二二极管的输入端连接所述电感模块的二次侧输出端；所述第二二极管的输出端连接所述分压模块的输入端。

可选地，所述第一滤波模块包括：

第一电容，用于对所述第二电流进行第一次滤波，得到滤波后的第一电压；所述第一电容的输入端连接所述电感模块的一次侧输出端；所述第一电容的输出端接地；

第二电容，用于对所述滤波后的第一电压进行第二次滤波，得到第一负载电压；所述第二电容的输入端连接所述电感模块的一次侧输出端；所述第二电容的输出端接地；

所述第二滤波模块包括：

第三电容，用于对所述第四电流进行滤波，得到滤波后的负载电压；所述第三电容的输入端连接所述分压模块的输出端；所述第三电容的输出端接地。

可选地，所述电感模块包括：

磁芯；所述磁芯包括：铁粉芯、铁硅铝粉芯或铁氧体粉芯；所述磁芯的温度变化与磁芯损耗直接相关；所述磁芯损耗包括磁滞损耗和涡流损耗；

线圈；所述线圈绕制在所述磁芯外表面上。

可选地，所述磁芯损耗的计算公式具体为：

其中，P_{core_loss}(mW/cm³)为所述磁芯损耗，f为开关电源工作频率，B为一个开关周期内交流磁通密度的峰值，a、b、c和d为常数。

可选地，在所述交流磁通密度的峰值不变时，达到所述一个开关周期内交流磁通密度峰值的一半时，产生最大电流纹波；

在产生最大电流纹波的时刻，瞬时交流磁通密度达到最大值，并且瞬时磁芯损耗达到最大值。

可选地，在所述交流磁通密度的峰值变化时，计算所述一个开关周期内交流磁通密度峰值任意时刻产生的磁芯损耗；

根据所述任意时刻产生的磁芯损耗计算磁芯损耗平均值；

所述磁芯损耗平均值用于表征一个开关周期内的磁芯损耗。

可选地，所述线圈绕制在所述磁芯外表面上，所述绕制的模式包括：循环式、往复式或渐进式。

可选地，所述电感模块电感的取值根据所述最大纹波电流得到；

在产生最大电流纹波的时刻，所述电感模块电感的取值大于等于初始磁导率的30％。

在本发明实施例中，输出电压中包括交流电压，交流电压是引起纹波和噪声的原因；第一整流模块用于对电源系统的输出电流进行整流得到整流后的第一电流；电感模块用于抑制第一电流中交流电压所产生的噪声和纹波得到第二电流；电感模块还用于产生互感电压和互感电流；第一滤波模块用于对第二电流进行滤波并输出第一负载电压；第二整流模块用于对互感电流进行整流得到整流后的第三电流；分压模块用于流过第三电流得到第四电流；第二滤波模块用于对第四电流进行滤波，并输出负载电压；控制模块用于控制负载电压不大于阈值电压；第一负载电压和第二负载电压为电源系统输出纹波噪声抑制再生电压。输出电压减少了纹波和噪声的产生，从而实现输出电压纹波和噪声在合理范围内，提高输出电压的稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统的详细结构图；

图3为本发明实施例提供的电感的磁滞回线图；

图4为本发明实施例提供的PFC电感或BOOST电感的直流工作点示意图；

图5为本发明实施例提供的线圈的绕制模式示意图。

符号说明：

电源系统-1，第一整流模块-2，电感模块-3，第一滤波模块-4，外接负载-5，第二整流模块-6，分压模块-7，控制模块-8，外接负载-9，第二滤波模块-10。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，以解决现有的开关电源设备在输出电压和开关电源调制过程中会产生输出噪声和开关噪声，并且输出电压随之产生纹波和噪声，从而导致输出电压纹波和噪声超出合理范围，输出电压稳定性差的问题。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1示出了上述电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统的一种示例性结构。下面对各模块进行详细介绍。

电源系统1提供输出电压，输出电压中包括交流电压。

在一个示例中，电源系统1具体可以为隔离变压器。输出电压里面有些交流电压(交流成分)，交流电压就是纹波和噪声造成的。

纹波是输出直流电压的波动，与开关电源的开关动作有关。开关电源每一个开、关过程，电能从输入端被“泵到”输出端，形成一个充电和放电的过程，从而造成输出电压的波动，波动频率与开关的频率相同。纹波电压是纹波的波峰与波谷之间的峰峰值，其大小与开关电源的输入电容和输出电容的容量及品质有关。

噪声的产生原因有两种，一种是开关电源自身产生的；另一种是外界电磁场的干扰(EMI)，它能通过辐射进入开关电源或者通过电源线输入开关电源。开关电源自身产生的噪声是一种高频的脉冲串，由开关导通与关断瞬间产生的尖脉冲所造成，也称为开关噪声。噪声脉冲的频率比开关频率高得多，噪声电压是其峰峰值。噪声电压的振幅很大程度上与开关电源的拓扑、电路中的寄生状态及PCB的设计有关。在开关电源中加入纹波噪声抑制电路，利用抑制电路同时可以再生电压，此电压不通过主变压器产生。抑制纹波噪声同时提高了电源电路及开关电源的应用性能。

第一整流模块2与电源系统1的第一输出端连接，第一整流模块2用于对电源系统1的输出电流进行整流，得到整流后的第一电流；

在一个示例中，第一整流模块2具体可以为二极管或者整流电路。下面以二极管为例进行阐述。

第一整流模块2包括：

第一二极管用于对电源系统1的输出电流进行整流，得到整流后的第一电流；第一二极管的输入端连接电源系统1的第一输出端；第一二极管的输出端连接电感模块3的一次侧输入端；

请参见图2，第一二极管具体可以为二极管D12，具体型号为ES1D。D12的输入端连隔离变压器的第一输出端；D12的输出端连接电感模块3的一次侧输入端1；

第一滤波模块4用于对第二电流进行滤波，并输出第一负载电压；第一滤波模块4的输入端连接在电感模块3的一次侧输出端与外接负载5之间，且第一滤波模块4的输出端接地；

在一个示例中，第一滤波模块4具体可以为滤波电容或者其他的滤波器或者滤波电路。下面以结构最简单的滤波电容进行阐述。

第一滤波模块4包括：第一电容和第二电容。

第一电容用于对第二电流进行第一次滤波，得到滤波后的第一电压；第一电容的输入端连接电感模块3的一次侧输出端；第一电容的输出端接地；

第二电容用于对滤波后的第一电压进行第二次滤波，得到第一负载电压；第二电容的输入端连接电感模块3的一次侧输出端；第二电容的输出端接地；

请参见图2，第一电容具体可以为电容C123(100nF，50V)，第二电容具体可以为电容C127(10μF，25V)。C123的输入端连接电感模块3的一次侧输出端4；C123的输出端接地；

C127的输入端连接电感模块3的一次侧输出端4；C127的输出端接地；

第二整流模块6的输入端与电感模块3的二次侧输出端连接，第二整流模块6用于对互感电流进行整流，得到整流后的第三电流；电感模块3的二次侧输入端接地；

在一个示例中，第二整流模块6具体可以为二极管或者整流电路。下面以二极管为例进行阐述。

第二整流模块6包括：

第二二极管用于对互感电流进行整流，得到整流后的第三电流；第二二极管的输入端连接电感模块3的二次侧输出端；第二二极管的输出端连接分压模块7的输入端。

请参见图2，第二二极管具体可以为二极管D9，具体型号为BAV5004W。D9的输入端连电感模块3的二次侧输出端2；D9的输出端连接分压模块7的输入端；

电感模块3用于抑制第一电流中交流电压所产生的噪声和纹波，得到第二电流；请参见图2，电感模块3的一次侧输入1与第一整流模块2的输出端连接，电感模块3的一次侧输出端4连接有外接负载5；电感模块3还用于产生互感电压和互感电流；

在一个示例中，电感模块3具体可以为电感L7(22μH，0.9A)，电感L7在降低噪声纹波同时互感产生互感电压，满足输出小功率负载(外接负载9)应用。电感L7的应用可根据输出计算感量。

电感模块3包括：磁芯和线圈；

磁芯包括：铁粉芯、铁硅铝粉芯或铁氧体粉芯；磁芯的温度变化与磁芯损耗直接相关；磁芯损耗包括磁滞损耗和涡流损耗；

要保证磁芯损耗导致磁芯的温升在允许的范围内(考虑使用寿命)，所以磁芯温度要求也由磁滞损耗和涡流损耗这两方面的限制构成。

在一个示例中，电感模块3具体可以为储能电感。储能电感的磁芯有铁粉芯、铁硅铝粉芯或铁氧体粉芯，目前使用最多的是铁粉芯。铁粉芯存在高温老化导致失效的问题，其失效机理可解释如下：铁粉芯是由铁磁性粉粒与绝缘介质混合压制而成，绝缘介质通常是高分子聚合物－树脂类构成，其在高温下绝缘性能会慢慢劣化，铁磁材料间的电阻会越来越小，从而磁芯的涡流损耗越来越大，大的损耗导致更高的温升，这样便形成了正反馈，这称为热跑脱效应(Thermal Run away)。铁粉芯磁芯的寿命便是由热跑脱效应决定的，其与温度、工作频率和磁通密度都有关系。如绝缘介质无高温劣化问题，磁芯便不会有热跑脱效应，这与使用的材料和工艺有关，并不绝对。

磁芯的温升与磁芯损耗直接相关，如前所述，磁芯损耗主要由磁滞损耗和涡流损耗构成，对于粉芯类磁芯，由于磁材料间绝缘阻抗很大，涡流损耗几乎可以忽略不计(但热跑脱效应是由于涡流损耗越来越大引起)。磁滞损耗只与频率和交流磁通密度(磁滞回线面积)有关，与其直流工作点磁通密度关系不大，磁芯损耗的计算公式具体为：

其中，P_{core_loss}(mW/cm³)为磁芯损耗，f为开关电源工作频率，B为一个开关周期内交流磁通密度的峰值，a、b、c和d为常数。a、b、c和d与材质有关，常用材质常数见下表1。

数值为Micrometals公司磁环材料型号。-8材料在高偏执条件下具有低磁芯损耗和良好的线性、优良的高频材料、成本最高。(以-8为例为退火羰基铁粉材料、用于50至500MHz的最宽带变压器在高偏置条件下具有低芯损耗和良好的线性优质高频材料、渗透率35μ、环形、E芯、巴伦、母线、杯形、盘形、EH、EM、U、平面、矩形、套筒和螺纹型芯)。

-26为最受欢迎的材料具有成本效益通用材料、常用于功率转换和线路滤波。-34与-35为廉价材料-8材料替代品、适用于高频损耗不重要的应用、具有高偏置良好线性。表1用来表示每种常用磁环的材质不同、常数值也不同。相对应造成的磁芯损耗也不同说明。

表1

Materiais	a	b	c	d
					-8	1.9×10e9	2.0×10e8	9.0×10e5	2.5×10e-14
-26	1.0×10e9	1.1×10e8	1.9×10e6	1.9×10e-13
					-34	1.1×10e9	3.3×10e7	2.5×10e6	7.7×10e-14
-35	3.7×10e8	2.2×10e7	2.2×10e6	1×10e-13

在交流磁通密度的峰值不变时，达到一个开关周期内交流磁通密度峰值的一半时，产生最大电流纹波；

在一个示例中，电感模块3具体可以为BUCK电感或DC-DC电感。当BUCK电感或DC-DC电感稳态工作时，脉宽也基本稳定，所以B值很容易确定。

在交流磁通密度的峰值变化时，计算一个开关周期内交流磁通密度峰值任意时刻产生的磁芯损耗；

根据任意时刻产生的磁芯损耗计算磁芯损耗平均值；

磁芯损耗平均值用于表征一个开关周期内的磁芯损耗。

在一个示例中，对于PFC电感、BOOST拓扑电感或INV电感，其脉宽一直是变动的，B值也一直是变动的，所以在一个工频周期内的瞬时损耗也是不定的，这时的损耗应以一个工频周期的平均值来衡量。

最大电流纹波发生在输入(或输出)是输出(或输入)电压一半的时候得到，其实此时也是瞬时交流磁通密度达到最大的时候，所以此时的瞬时损耗也达到最大。经过理论计算与实践检验，在最恶劣条件下有如下关系式：

BOOST拓扑：P_{core_loss_avg}＝0.7×P_{core_loss_peak}；

INV部分：P_{core_loss_avg}＝K×P_{core_loss_peak}；

K＝V_o-pp/2V_BUS；

其中K与INV电感以及输出电压调制比有关，P_{core_loss_avg}为一个工频周期的平均值，P_{core_loss_peak}为一个工频周期的峰峰值，V_{o_pp}为输出峰峰值电压，V_BUS为总电压。

电感模块3电感的取值根据最大纹波电流得到；

在产生最大电流纹波的时刻，电感模块3电感的取值大于等于初始磁导率的30％。

请参见图3，由磁滞回线图可以看出，横轴为磁场强度H，纵轴为磁通密度值B。当H加大时，磁通密度值B也同时加大，但磁场强度H加大到一定程度后，磁通密度值B的增加就变得越来越缓慢，直至磁通密度值B不再变化(磁导率值u越来越小，直至为零)，这时磁性材料便饱和了。通常电路中使用的电感都不希望电感饱和(特殊应用除外)，其工作曲线应在饱和曲线以内，H_dc称为直流磁场强度或直流工作点。

电感的取值通常由设计要求最大纹波电流(Ripple Current)来决定(通常设计指标是最大纹波电流的百分比)。

通常，无论如何设计，在最大直流工作点H_dc处，都不应低于初始磁导率的30％，否则将导致感值摆动太大而对控制模块8产生不利影响。

在一个示例中，对于PFC电感或BOOST电感，其直流工作点对应的是50Hz/60Hz的工频信号，并不固定，如下图4，横轴为时间，纵轴为电流。

此时，最大纹波电流百分比定义为最大纹波电流与额定输入电压下的电感电流峰值之比。具体计算公式如下：

L_min＝L_Initial×μ_dc％；

其中，I_{Ripple_percent}为纹波电流百分比，ΔI_max为最大纹波电流，I_{peak_avg}为电流平均值，L_min为电感最小感值，L_Initial为初始电感值，μ_dc为输入瞬时电压。注意，此处的直流工作点是输入瞬时电压为V_BUS一半时对应的输入瞬时电流。

同时，在最恶劣条件的最大直流工作点下(低压满载输入电流的峰值)，也都不应低于初始磁导率的30％。

在另一个示例中，对于INV电感，INV电感的取值通常看控制模块8能否可靠限流来决定。

由于INV电感需承受剩余电流装置RCD(一种漏电流保护装置)等非线性冲击负载，所以不间断电源UPS通常有波峰因数比大于3：1的要求，考虑实际逆变限流会稍大于3:1，通常取到4：1，所以，INV电感的最大直流工作点可以设为4:1(4倍于额定负载下的电感电流有效值)。当然，若波峰因数规格要求改变，需要做相应调整。

在最大直流工作点下，INV电感的最大直流工作点不应低于初始磁导率的30％，否则很可能造成限流不可靠而损坏INV开关管。

感值确定后，选择恰当的磁芯，查规格可得其电感系数A_L值，用以下公式就可算出匝数。

其中，N为匝数，L为感值。

在产生最大电流纹波的时刻，瞬时交流磁通密度达到最大值，并且瞬时磁芯损耗达到最大值。

线圈绕制在磁芯外表面上。绕制的模式包括：循环式、往复式或渐进式。在绕制过程中，还要考虑电感的工艺要求是否可以达成。电感理论设计完成后，就需要考虑工程实现的问题了。

需考虑的工艺问题有：

(1)电感线圈是否绕得下

这个问题也是就电感铜窗利用率(有效绕线系数)的问题。其中有效导体面积是磁芯的铜窗面积，对于大多数磁芯，绕线系数要求的计算公式如下：

其中，K_cu为绕线系数要求，在绕线系数要求约等于40％时，电感铜窗利用率最高。

(2)线圈的绕制模式

请参见图5，电感线圈的绕法主要有循环式绕法、往复式绕法或渐进式绕法。

循环式绕法是线圈导线一直沿同一个方向绕制，多层导线之间相互叠压。

优点：可机器自动绕制，绕线系数高。

缺点：绕线起始端与结束端几乎没有间距，层间压差大，高压应用时易导致因压差过高而导线绝缘失效。

往复式绕法是导线绕完一层后反方向再绕下一层后，多层导线之间相互叠压。起始端与结束端有间距分开。

优点：可机器自动绕制；起始端与结束端有间距分开，可部分解决压差大导致的导线绝缘失效问题。

缺点：绕线起始端与结束端有间距分开，绕线系数不高。

渐进式绕法是导线由起始端沿一个方向绕到结束端，导线不分层。

优点：导线间压差小，绕线起始端与结束端有间距分开，适合高压应用。

缺点：需手工绕制，效率低，成本高；绕线零乱，绕线系数低。

实际应用时，需根据电感工作的电压来决定选用何种绕法，但由于渐进式绕法的效率低、成本高，非不得已不要选用。

(3)误差的确定

由于磁芯材料的磁参数均有较大的分布误差，批次不同或厂商不同则差异可能更大，通常为±15％～25％，所以设计时需考虑在参数偏差时所造成的影响。表2为电感设计规范。

表2

根据电路电压参照确定制定符合规范的电感、利用互感额外产生互感电压提高电路应用性。

分压模块7的输入端与第二整流模块6的输出端连接，分压模块7用于流过第三电流得到第四电流；

在一个示例中，分压模块7具体可以为恒流电阻R473。

第二滤波模块10用于对第四电流进行滤波，并输出负载电压；第二滤波模块10的输入端连接在分压模块7的输出端与控制模块8的输入端之间，且第二滤波模块10的输出端接地；

在一个示例中，第二滤波模块10具体可以为滤波电容或者其他的滤波器或者滤波电路。下面以结构最简单的滤波电容进行阐述。

第二滤波模块10包括：

第三电容用于对第四电流进行滤波，得到滤波后的负载电压；第三电容的输入端连接分压模块7的输出端；第三电容的输出端接地。

请参见图2，第三电容具体可以为电容C121(100nF，50V)。C121的输入端连接分压模块7的输出端；C121的输出端接地；

控制模块8用于控制负载电压不大于阈值电压；控制模块8的输出端连接外接负载9；控制模块8的输出端输出第二负载电压；

在一个示例中，控制模块8至少包括光电耦合器和开关管；

控制模块8通过调整光电耦合器的光耦发光量实现隔离控制开关管开关频率，从而达到第二负载电压的额定范围稳定。

第一负载电压和第二负载电压为电源系统输出纹波噪声抑制再生电压。

综上所述，输入电压中的交流电压产生的变动，以及外接负载的变动，均需要开关电源有稳定的电压输出。通过互感电压(取样电压反馈)经分压模块7分压，再通过控制模块8通过调整光耦发光量实现隔离控制开关管开关频率从而达到输出的负载电压在额定范围内稳定。针对输出电压纹波噪声不满足输出要求范围的问题，在电路中加入电感模块3、利用电感模块3通直隔交特性抑制噪声纹波。

利用电感模块3抑制纹波噪声同时，通过电感模块3的线圈再缠绕一组、利用电感互感原理再产生一组电压可供输出第二负载电压(小负载使用)。针对第一负载电压(输出主电压)单路进行纹波噪声抑制后再生电压设计。通过抑制开关电源输出电压的输出噪声和开关电源调制过程中产生开关噪声，以实现输出电压减少纹波和噪声的产生，从而实现输出电压纹波和噪声在合理范围内，提高输出电压的稳定性。适用于开关电源AC转DC电源。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

本文中应用了具体个例对本发明实施例的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明实施例的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明实施例的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明实施例的限制。

Claims (9)

1.一种电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，所述电源系统提供输出电压，所述输出电压中包括交流电压；所述电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统包括：

第一整流模块，与所述电源系统的第一输出端连接，用于对所述电源系统的输出电流进行整流，得到整流后的第一电流；

电感模块，用于抑制所述第一电流中交流电压所产生的噪声和纹波，得到第二电流；所述电感模块的一次侧输入端与所述第一整流模块的输出端连接，所述电感模块的一次侧输出端连接有外接负载；所述电感模块还用于产生互感电压和互感电流；

第一滤波模块，用于对所述第二电流进行滤波，并输出第一负载电压；所述第一滤波模块的输入端连接在所述电感模块的一次侧输出端与外接负载之间，且所述第一滤波模块的输出端接地；

第二整流模块，所述第二整流模块的输入端与所述电感模块的二次侧输出端连接，用于对所述互感电流进行整流，得到整流后的第三电流；所述电感模块的二次侧输入端接地；

分压模块，所述分压模块的输入端与所述第二整流模块的输出端连接，用于流过所述第三电流得到第四电流；

第二滤波模块，用于对所述第四电流进行滤波，并输出负载电压；所述第二滤波模块的输入端连接在所述分压模块的输出端与控制模块的输入端之间，且所述第二滤波模块的输出端接地；

所述控制模块用于控制所述负载电压不大于阈值电压；所述控制模块的输出端连接外接负载；所述控制模块的输出端输出第二负载电压；

所述第一负载电压和所述第二负载电压为所述电源系统输出纹波噪声抑制再生电压。

2.根据权利要求1所述的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，所述第一整流模块包括：

第一二极管，用于对所述电源系统的输出电流进行整流，得到整流后的第一电流；所述第一二极管的输入端连接所述电源系统的第一输出端；所述第一二极管的输出端连接所述电感模块的一次侧输入端；

所述第二整流模块包括：

第二二极管，用于对所述互感电流进行整流，得到整流后的第三电流；所述第二二极管的输入端连接所述电感模块的二次侧输出端；所述第二二极管的输出端连接所述分压模块的输入端。

3.根据权利要求1所述的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，所述第一滤波模块包括：

第一电容，用于对所述第二电流进行第一次滤波，得到滤波后的第一电压；所述第一电容的输入端连接所述电感模块的一次侧输出端；所述第一电容的输出端接地；

第二电容，用于对所述滤波后的第一电压进行第二次滤波，得到第一负载电压；所述第二电容的输入端连接所述电感模块的一次侧输出端；所述第二电容的输出端接地；

所述第二滤波模块包括：

第三电容，用于对所述第四电流进行滤波，得到滤波后的负载电压；所述第三电容的输入端连接所述分压模块的输出端；所述第三电容的输出端接地。

4.根据权利要求1所述的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，所述电感模块包括：

磁芯；所述磁芯包括：铁粉芯、铁硅铝粉芯或铁氧体粉芯；所述磁芯的温度变化与磁芯损耗直接相关；所述磁芯损耗包括磁滞损耗和涡流损耗；

线圈；所述线圈绕制在所述磁芯外表面上。

5.根据权利要求4所述的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，所述磁芯损耗的计算公式具体为：

其中，P_{core_loss}(mW/cm³)为所述磁芯损耗，f为开关电源工作频率，B为一个开关周期内交流磁通密度的峰值，a、b、c和d为常数。

6.根据权利要求5所述的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，在所述交流磁通密度的峰值不变时，达到所述一个开关周期内交流磁通密度峰值的一半时，产生最大电流纹波；

在产生最大电流纹波的时刻，瞬时交流磁通密度达到最大值，并且瞬时磁芯损耗达到最大值。

7.根据权利要求5所述的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，在所述交流磁通密度的峰值变化时，计算所述一个开关周期内交流磁通密度峰值任意时刻产生的磁芯损耗；

根据所述任意时刻产生的磁芯损耗计算磁芯损耗平均值；

所述磁芯损耗平均值用于表征一个开关周期内的磁芯损耗。

8.根据权利要求4所述的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，所述线圈绕制在所述磁芯外表面上，所述绕制的模式包括：循环式、往复式或渐进式。

9.根据权利要求6所述的电源系统输出纹波噪声抑制再生电压系统，其特征在于，所述电感模块电感的取值根据所述最大纹波电流得到；

在产生最大电流纹波的时刻，所述电感模块电感的取值大于等于初始磁导率的30％。