CN116802978A - 逆变器、逆变器的控制方法、逆变器的控制程序、转换器、驱动装置 - Google Patents

逆变器、逆变器的控制方法、逆变器的控制程序、转换器、驱动装置 Download PDF

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Abstract

逆变器(10)具备高电位输入端子(11)、低电位输入端子(12)、输出交流电力的输出端子(13)、晶体管对(14)以及进行晶体管对(14)的互补的开关控制的驱动器(16)。驱动器(16)包括用于调整晶体管对(14)的沟道电流的电流调整元件以及用于调整沟道电压的电压调整元件，在对晶体管对(14)的开关控制中，进行调整，以使沟道电流的时间变化率比沟道电压的时间变化率大。

Description

逆变器、逆变器的控制方法、逆变器的控制程序、转换器、驱动 装置
技术领域
本发明涉及一种逆变器、转换器的控制技术。
背景技术
用于马达等的交流驱动的逆变器通过将输出端子的高电位侧和低电位侧的晶体管对以互补的方式进行接通断开控制来输出交流电力。转换器通过与逆变器相反的动作来根据交流电力输出直流电力。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2020-80644号公报
发明内容
发明要解决的问题
在各晶体管的接通断开控制中，在晶体管接通时电流路径(在晶体管为MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)的情况下为源极/漏极间的沟道，在晶体管为双极型晶体管的情况下为发射极/集电极间的路径)处于导通状态，因此，视为电流流动且电压为零。另外，在晶体管断开时电流路径处于绝缘状态，因此，视为电流为零，产生电压。在接通时电压为零，在断开时电流为零，因此，晶体管不消耗电力。但是，在晶体管的接通断开进行切换时，电压和电流均不为零，因此产生作为开关损耗而已知的无用的电力消耗。
本发明是鉴于这样的状况而完成的，其目的在于提供一种能够降低开关损耗的逆变器、转换器。
用于解决问题的方案
为了解决上述问题，本发明的某个方式的逆变器具备：输入端子，其包括高电位的高电位输入端子和低电位的低电位输入端子，在两个输入端子之间被输入直流电力；输出端子，其输出交流电力；晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，该高电位晶体管具有将高电位输入端子侧与输出端子侧连接的电流路径，该低电位晶体管具有将低电位输入端子侧与输出端子侧连接的电流路径；以及驱动器，其进行开关控制，在该开关控制中，通过向高电位晶体管和低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将直流电力转换为交流电力。驱动器包括电流调整元件以及电压调整元件中的至少任一方，所述电流调整元件用于调整各电流路径的电流，所述电压调整元件用于调整各电流路径的电压，电流调整元件和电压调整元件中的至少任一方在开关控制中，进行调整使得各电流路径的电流的时间变化率比各电流路径的电压的时间变化率大。
以往的一般的逆变器是根据向控制电极(在晶体管为MOSFET的情况下为栅极电极，在晶体管为双极型晶体管的情况下为基极电极)输入的控制信号来使各晶体管的接通与断开简单地进行切换的结构，因此，电流被切换时的时间变化率与电压被切换时的时间变化率并无差异。对此，在本方式的逆变器中，通过设置于驱动器的电流调整元件和电压调整元件中的至少任一方进行调整以使电流的时间变化率比电压的时间变化率大。能够通过陡峭的电流变化使电流开关时间变短，因此，能够降低伴随着电流的切换的开关损耗。另一方面，当电压的时间变化率过大时马达绕线的介质击穿等风险升高，因此，优选的是，电压的时间变化率比电流的时间变化率小。像这样，根据本方式的逆变器，能够使伴随着电流的切换的开关损耗的降低以及马达绕线的介质击穿等风险的降低并存。
将上述中的电流和电压的时间变化率如以下那样定义。在电流在时间Ti的期间在最小值Imin与最大值Imax之间进行切换的情况下，电流的时间变化率由(Imax-Imin)/Ti表示，以下，使用微分的符号也将其表示为di/dt。在电压在时间Tv的期间在最小值Vmin与最大值Vmax之间进行切换的情况下，电流的时间变化率由(Vmax-Vmin)/Tv表示，以下使用微分的符号也将其表示为dv/dt。此外，在电流与电压彼此向相反方向变化的情况下，时间变化率的符号正负相反，但是，在本说明书中，在进行电流的时间变化率与电压的时间变化率的大小比较时，比较各自的绝对值。
本发明的另一方式是转换器。该装置具备：输出端子，其包括高电位的高电位输出端子和低电位的低电位输出端子，在两个输出端子之间输出直流电力；输入端子，其被输入交流电力；晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，所述高电位晶体管具有将高电位输出端子侧与输入端子侧连接的电流路径，所述低电位晶体管具有将低电位输出端子侧与输入端子侧连接的电流路径；以及驱动器，其进行开关控制，在所述开关控制中，通过向高电位晶体管和低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将交流电力转换为直流电力。驱动器包括电流调整元件以及电压调整元件中的至少任一方，所述电流调整元件用于调整各电流路径的电流，所述电压调整元件用于调整各电流路径的电压，电流调整元件和电压调整元件中的至少任一方在开关控制中，进行调整使得各电流路径的电流的时间变化率比各电流路径的电压的时间变化率大。
本发明的另一方式是驱动装置。该装置具备：马达，其由相位互不相同的多相的交流电力驱动；以及多个逆变器，所述多个逆变器生成各相的交流电力。各逆变器具备：输入端子，其包括高电位的高电位输入端子和低电位的低电位输入端子，在两个输入端子之间被输入直流电力；输出端子，其输出交流电力；晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，所述高电位晶体管具有将高电位输入端子侧与输出端子侧连接的电流路径，所述低电位晶体管具有将低电位输入端子侧与输出端子侧连接的电流路径；以及驱动器，其进行开关控制，在所述开关控制中，通过向高电位晶体管和低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将直流电力转换为交流电力。驱动器包括电流调整元件以及电压调整元件中的至少任一方，所述电流调整元件用于调整各电流路径的电流，所述电压调整元件用于调整各电流路径的电压，电流调整元件和电压调整元件中的至少任一方在开关控制中，进行调整使得各电流路径的电流的时间变化率比各电流路径的电压的时间变化率大。
本发明的又一方式是逆变器的控制方法。该方法是一种逆变器的控制方法，所述逆变器具备：输入端子，其包括高电位的高电位输入端子和低电位的低电位输入端子，在两个输入端子之间被输入直流电力；输出端子，其输出交流电力；以及晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，该高电位晶体管具有将高电位输入端子侧与输出端子侧连接的电流路径，该低电位晶体管具有将低电位输入端子侧与输出端子侧连接的电流路径，所述控制方法包括开关控制步骤，在所述开关控制步骤中，通过向高电位晶体管和低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将直流电力转换为交流电力。在开关控制中，进行调整使得各电流路径的电流的时间变化率比各电流路径的电压的时间变化率大。
此外，将以上的构成要素的任意组合、本发明的表现在方法、装置、系统、记录介质、计算机程序等之间转换后的方式也作为本发明的方式而有效。
发明的效果
根据本发明，能够降低逆变器、转换器的开关损耗。
附图说明
图1是概要性地示出包括本发明的实施方式的马达装置的结构的图。
图2是概要性地示出逆变器的结构的图。
图3是示出驱动器的结构例的图。
图4是示出逆变器的作用的图。
图5是示出输出电流为正的情况下的各晶体管的导通状态及电流路径的图。
图6是示出输出电流为负的情况下的各晶体管的导通状态及电流路径的图。
图7是示出设置于连接路径的电容器的电流及电压的图。
图8是示出通过逆变器的一次开关动作而存在电容器的电荷的增减的例子的图。
图9是示出对开关时间的不均衡进行校正的校正装置的结构例的图。
图10是示出取代电容器而将二极管设置于连接路径的结构例的图。
具体实施方式
图1概要性地示出包括本发明的实施方式的马达装置1的结构。马达装置1具备：基于直流电力来生成交流电力的逆变器10、以及被该交流电力驱动的马达20。
马达20是具有U相、V相、W相这3相的线圈20U、20V、20W的3相无刷马达。逆变器10与马达20的各相对应地包括生成U相交流电力的U相逆变器10U、生成V相交流电力的V相逆变器10V以及生成W相交流电力的W相逆变器10W。各相的逆变器10U、10V、10W通过基于马达20的霍尔元件H1、H2、H3探测到的转子的旋转位置，来对各相的线圈20U、20V、20W施加相位互不相同的交流电力，而产生旋转磁场。从由于该旋转磁场而进行旋转的转子获得期望的旋转动力。此外，马达20也可以是被交流电压驱动的其它类型的马达。另外，马达20的相的数量不限于3个，也可以是2个以上的任意自然数。
各相的逆变器10U、10V、10W的结构是相同的，因此以下适当统称为逆变器10，并说明其结构、作用、效果。生成交流电力的逆变器10具备：高电位输入端子11，其被输入较高的直流电源电位Vdd；低电位输入端子12，其被输入较低的直流电源电位Vss；以及输出端子13，其设置于高电位输入端子11与低电位输入端子12之间，用于输出在Vdd与Vss之间变动的交流电压。Vss可以是比Vdd低的任意的电位，但是，以下为了简化说明，将Vss设为零。而且，还将在逆变器10的两个输入端子11、12之间被输入的直流动作电压Vdd-Vss＝Vdd表示为VDC。
图2概要性地示出逆变器10(U相逆变器10U)的结构。逆变器10具备第一晶体管对14、第二晶体管对15、第一驱动器16、第二驱动器17、连接路径18以及控制器100。
第一晶体管对14具备：第一高电位晶体管14H，其具有将高电位输入端子11侧与输出端子13侧连接的电流路径；以及第一低电位晶体管14L，其具有将低电位输入端子12侧与输出端子13侧连接的电流路径。各晶体管14H、14L是N沟道型MOSFET，根据第一驱动器16向栅极电极输入的控制信号而形成于源极/漏极间的沟道构成电流路径。此外，这些晶体管14H、14L、后述的其它晶体管不限于N沟道型MOSFET，也可以通过P沟道型MOSFET构成这些晶体管14H、14L、后述的其它晶体管中的全部或一部分。另外，这些晶体管不限于MOSFET，也可以由PNP型或NPN型双极型晶体管、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)构成。
第二晶体管对15具备：第二高电位晶体管15H，其具有将高电位输入端子11侧与第一高电位晶体管14H侧连接的电流路径；以及第二低电位晶体管15L，其具有将低电位输入端子12侧与第一低电位晶体管14L侧连接的电流路径。即，在输出端子13与高电位输入端子11之间，沿从输出端子13朝向高电位输入端子11的方向串联连接第一高电位晶体管14H和第二高电位晶体管15H，在输出端子13与低电位输入端子12之间，沿从输出端子13朝向低电位输入端子12的方向串联连接第一低电位晶体管14L和第二低电位晶体管15L。各晶体管15H、15L为MOSFET，根据第二驱动器17向栅极电极输入的控制信号而形成于源极/漏极间的沟道构成电流路径。
第一驱动器16具备：第一高电位驱动器16H，其在控制器100的控制下向第一高电位晶体管14H的栅极电极输入控制信号；以及第一低电位驱动器16L，其在控制器100的控制下向第一低电位晶体管14L的栅极电极输入控制信号，第一驱动器16进行第一开关控制，在所述第一开关控制中，通过使各晶体管14H、14L的电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将直流电力转换为交流电力。在此，“以互补的方式进行切换”是指控制为使各晶体管14H、14L的接通断开状态彼此相反。即，在晶体管14H接通时使晶体管14L断开，在晶体管14H断开时使晶体管14L接通，在晶体管14H从接通切换为断开时使晶体管14L从断开切换为接通，在晶体管14H从断开切换为接通时使晶体管14L从接通切换为断开。
第二驱动器17具备：第二高电位驱动器17H，其在控制器100的控制下向第二高电位晶体管15H的栅极电极输入控制信号；以及第二低电位驱动器17L，其在控制器100的控制下向第二低电位晶体管15L的栅极电极输入控制信号，第二驱动器17进行第二开关控制，在所述第二开关控制中，通过使各晶体管15H、15L的电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将直流电力转换为交流电力。“以互补的方式进行切换”与上述的第一驱动器16同样，是指控制为使各晶体管15H、15L的接通断开状态彼此相反。详情后述，但是由第二驱动器17进行的第二开关控制在与由第一驱动器16进行的第一开关控制的定时错开了规定时间的定时进行。
连接路径18将第一高电位晶体管14H与第二高电位晶体管15H的连接部分18H同第一低电位晶体管14L与第二低电位晶体管15L的连接部分18L相互连接。在连接路径18设置有作为电压变动抑制元件的一个方式的电容值C的电容器181。
在说明以上的结构的逆变器10的作用之前，参照图3来说明驱动器16H、16L、17H、17L的详细结构。各驱动器16H、16L、17H、17L的结构是相同的，因此，在图3中将它们统称为驱动器30来进行说明。在图3的(A)和图3的(B)中示出驱动器30的两个结构例。
图3的(A)的第一结构例所涉及的驱动器30具备：一对电压输入端子31，所述一对电压输入端子31被输入与作为驱动对象的晶体管的栅极/源极间电压对应的电压vGS；运算放大器32，其与栅极侧的电压输入端子31连接；电阻值RG的栅极电阻33，其设置于运算放大器32与栅极电极之间，以及电容值CM的米勒电容器34，其设置于从栅极电阻33与栅极电极之间分支出并与晶体管的漏极相连的分支线。此外，输入电压vGS由图2的控制器100生成。
栅极电阻33作为电流调整元件发挥功能，该电流调整元件用于调整晶体管的接通断开被切换时的沟道的电流。具体而言，能够根据电阻值RG来调整晶体管的接通断开被切换时的电流的时间变化率di/dt。如果使电阻值RG变大则di/dt变小，如果使电阻值RG变小则di/dt变大。如后述那样，在本实施方式中，优选使di/dt变大，优选使电阻值RG变小。根据本发明人所进行的模拟，能够在现实的电阻值RG的范围内实现大致无限大的di/dt。在该情况下，在晶体管的接通断开被切换时，使电流瞬时在最小值与最大值之间进行切换。通过这样的陡峭的电流变化而能够使电流开关时间实质为零，因此，能够降低伴随着电流的切换的开关损耗。此外，也可以是，在驱动器30的动作期间也将电阻值RG设为可变，来精细地控制晶体管的接通断开被切换时的di/dt。
米勒电容器34作为电压调整元件发挥功能，该电压调整元件用于调整晶体管的接通断开被切换时的沟道的电压。具体而言，能够根据电容值CM来调整晶体管的接通断开被切换时的电压的时间变化率dv/dt。为了降低伴随着电压的切换的开关损耗，优选使dv/dt也与上述的di/dt同样地变大，但是，另一方面，如果使dv/dt过大，则马达20的线圈20U、20V、20W的介质击穿的风险升高。因此，将电容值CM设定为适当的值，在介质击穿的风险能够允许的范围内使dv/dt尽可能变大。其结果，存在这样的制约的dv/dt被调整为比没有制约的di/dt小。此外，也可以是，在驱动器30的动作期间也将电容值CM设为可变，来精细地控制晶体管的接通断开被切换时的dv/dt。
运算放大器32通过适当调整其结构、参数，既能够作为电流调整元件发挥功能也能够作为电压调整元件发挥功能。di/dt、dv/dt各自的调整目标如上述那样，di/dt尽可能变大(实质上无限大)，而dv/dt在介质击穿的风险能够允许的范围内尽可能变大。
图3的(B)的第二结构例所涉及的驱动器30具备：一对电压输入端子31，所述一对电压输入端子31被输入与作为驱动对象的晶体管的栅极/源极间电压对应的电压vGS；运算放大器32，其与栅极侧的电压输入端子31连接；电阻值RG的栅极电阻33，其设置于运算放大器32与栅极电极之间；以及电容值CV的电容器35，其设置于从栅极侧的电压输入端子31与运算放大器32之间分支出并与晶体管的漏极相连的分支线。与图3的(A)的第一结构例相比仅电容器35不同。
与米勒电容器34同样，电容器35作为用于调整晶体管的接通断开被切换时的沟道的电压的电压调整元件发挥功能。具体而言，能够根据电容值CV来调整晶体管的接通断开被切换时的电压的时间变化率dv/dt。与米勒电容器34的电容值CM同样，也可以是，在驱动器30的动作期间也将电容值CV设为可变，来精细地控制晶体管的接通断开被切换时的dv/dt。并且，根据电容器35，不仅能够调整驱动器30的输出波形，还能够调整逆变器10整体的输出波形，因此，能够抑制不需要的电磁噪声的辐射。
在图4中示出以上的结构的逆变器10的作用。图4的(A)是图2所示的逆变器10的结构。图4的(B)示出流过输出端子13的电流iU为正的情况。图4的(C)示出流过输出端子13的电流iU为负的情况。关于电流iU，将从图4的(A)的输出端子13流出的情况设为正，将流入输出端子13的情况设为负。图4的(B1)及(C1)示出在输出端子13出现的电压及电流。图4的(B2)及(C2)示出四个晶体管15H、14H、14L、15L的源极/漏极间的沟道的电压及电流。图4的(B3)及(C3)示出逆变器10的开关损耗。
首先，说明电流iU为正的情况下的图4的(B)。图4的(B1)示出在逆变器10进行一次开关动作时在输出端子13出现的电压及电流。详情后述，但是电压为高度VDC(Vdd-Vss)的梯形状的脉冲，电流iU的大小恒定。在从时刻0s起的上升沿时间tR的期间内，高电位侧的晶体管15H、14H依次接通，与此互补地，低电位侧的晶体管15L、14L依次断开，由此输出端子13的电压从0V线性地增加到VDC。在上升沿时间tR之后、到开关断开时刻dTSW为止的期间内，电压的大小以VDC恒定。即，开关断开时刻dTSW决定梯形状的电压脉冲的宽度。通过一般的脉冲宽度调制(PWM)技术来使各电压脉冲的宽度或占空比变化，由此生成期望的频率的交流电压。在从开关断开时刻dTSW起的下降沿时间tF的期间内，高电位侧的晶体管15H、14H依次断开，与此互补地，低电位侧的晶体管15L、14L依次接通，由此输出端子13的电压从VDC线性地减少到0V。
当说明图4的(B2)的四个晶体管15H、14H、14L、15L的动作时，分为图4的(B3)所示的六个区间i-vi。在图5中示出各区间i-vi中的各晶体管的导通状态及电流路径。流过图5的输出端子的电流iU在所有区间为正，如图4的(B1)所示那样大小恒定。
在时刻0s以前的区间i中，晶体管15H、14H为断开状态，晶体管14L、15L为接通状态。低电位输入端子12与输出端子13导通，因此，输出端子13的电压为0V。高电位输入端子11与输出端子13之间的电压VDC被晶体管15H、14H均等地分压，因此，各晶体管的电压为VDC/2。接通状态下的晶体管14L、15L的电压为0V，电流iU流过。
在从时刻0s到tR/2为止的区间ii中，使晶体管15H、15L的接通断开状态以互补的方式进行切换。即，晶体管15H从断开状态被切换为接通状态，晶体管15L从接通状态被切换为断开状态。这与本发明的第二开关控制相当。此时，如图5所示，随着晶体管15H被切换为接通状态，来自高电位输入端子11的电流流过晶体管15H后经由连接路径18的电容器181和接通状态下的晶体管14L流过输出端子13。当观察图4的(B2)的晶体管15H、15L的电压及电流时，电压的时间变化率dv/dt为(VDC/2)/(tR/2)＝VDC/tR，电流的时间变化率di/dt为无限大。即，电压在整个0s～tR/2的区间ii的范围内线性地进行变化，另一方面，电流在区间ii的开始时刻0s被瞬时切换。在图3中说明了这样调整dv/dt、di/dt的结构。
在从时刻tR/2到tR为止的区间iii中，使晶体管14H、14L的接通断开状态以互补的方式进行切换。即，晶体管14H从断开状态被切换为接通状态，晶体管14L从接通状态被切换为断开状态。这与本发明的第一开关控制相当。此时，如图5所示，随着晶体管14H被切换为接通状态，来自高电位输入端子11的电流经由接通状态下的晶体管15H流过晶体管14H。当观察图4的(B2)的晶体管14H、14L的电压及电流时，电压的时间变化率dv/dt为(VDC/2)/(tR/2)＝VDC/tR，电流的时间变化率di/dt为无限大。即，电压在整个tR/2～tR的区间iii的范围内线性地进行变化，另一方面，电流在区间iii的开始时刻tR/2被瞬时切换。
如以上那样，在区间ii中进行使晶体管15H、15L的接通断开状态以互补的方式进行切换的第二开关控制，在继其之后的区间iii中进行使晶体管14H、14L的接通断开状态以互补的方式进行切换的第一开关控制。即，第二开关控制在第一开关控制以前进行。换言之，关于各晶体管对的开关控制的定时，距离输出端子13越远的一侧的晶体管对(在本例中为第二晶体管对15)的所述开关控制的定时越早。另外，在第二开关控制(区间ii)中，第二开关控制与第一开关控制的定时仅错开了晶体管15H、15L各自的沟道的电压开关的过渡时间tR/2。由此，在区间ii中晶体管15H、15L的电压被切换后，不间隔地在区间iii中使晶体管14H、14L的电压进行切换。并且，如上述，区间ii与iii的电压的时间变化率dv/dt为VDC/tR而彼此相等。其结果，如图4的(B1)所示，在时刻tR/2处得到平滑连接的电压波形。假设在第二开关控制与第一开关控制的定时错开了比tR/2大的情况下，从第二开关控制的结束时刻tR/2到第一开关控制的开始时刻为止，输出电压停留在中间电压VDC/2附近，因此，不会成为图4的(B1)那样的一个梯形状的电压脉冲，而成为0V、VDC/2、VDC这三个电平的阶梯状的电压脉冲。即使是阶梯状的电压脉冲，也不会阻碍逆变器10的动作，但是在存在要调整电压脉冲波形的缘由的情况下优选设为梯形状的电压脉冲。梯形状的电压脉冲取0V、VDC这两个电平。将本来为0V、VDC/2、VDC这三个电平的情况模拟地设为0V、VDC这两个电平，因此，将其称为“三电平/伪二电平控制”。
在从时刻tR到dTSW为止的区间iv中，直接维持区间iii结束时的状态，来形成基于脉冲宽度调制的期望宽度的电压脉冲。在区间iv中，晶体管15H、14H为接通状态，晶体管14L、15L为断开状态。高电位输入端子11与输出端子13导通，因此，输出端子13的电压为VDC。低电位输入端子12与输出端子13之间的电压VDC被晶体管14L、15L均等地分压，因此，各晶体管的电压为VDC/2。接通状态下的晶体管15H、14H的电压为0V，电流iU流过。
在从时刻dTSW到dTSW+tF/2为止的区间v中，使晶体管15H、15L的接通断开状态以互补的方式进行切换。即，晶体管15H从接通状态被切换为断开状态，晶体管15L从断开状态被切换为接通状态。与区间ii同样，这也与本发明的第二开关控制相当。此时，如图5所示，与区间iv同样，电流iU流过晶体管15H、14H。当观察图4的(B2)的晶体管15H、15L的电压及电流时，电压的时间变化率dv/dt为(VDC/2)/(tF/2)＝VDC/tF，电流的时间变化率di/dt为无限大。即，电压在整个dTSW～dTSW+tF/2的区间v的范围内线性地进行变化，另一方面，电流在区间v的结束时刻dTSW+tF/2被瞬时切换。
在从时刻dTSW+tF/2到dTSW+tF为止的区间vi中，使晶体管14H、14L的接通断开状态以互补的方式进行切换。即，晶体管14H从接通状态被切换为断开状态，晶体管14L从断开状态被切换为接通状态。与区间iii同样，这也与本发明的第一开关控制相当。此时，如图5所示，来自低电位输入端子12的电流流过接通状态下的晶体管15L后经由连接路径18的电容器181和晶体管14H流过输出端子13。当观察图4的(B2)的晶体管14H、14L的电压及电流时，电压的时间变化率dv/dt为(VDC/2)/(tF/2)＝VDC/tF，电流的时间变化率di/dt为无限大。即，电压在整个dTSW+tF/2～dTSW+tF的区间vi的范围内线性地进行变化，另一方面，电流在区间vi的结束时刻dTSW+tF被瞬时切换。
如以上那样，在区间v中进行使晶体管15H、15L的接通断开状态以互补的方式进行切换的第二开关控制，在继其之后的区间vi中进行使晶体管14H、14L的接通断开状态以互补的方式进行切换的第一开关控制。即，与上述的区间ii、iii同样，第二开关控制在第一开关控制以前进行。换言之，关于各晶体管对的开关控制的定时，距离输出端子13越远的一侧的晶体管对(在本例子中为第二晶体管对15)的所述开关控制的定时越早。另外，在第二开关控制(区间v)中，第二开关控制与第一开关控制的定时仅错开了晶体管15H、15L各自的沟道的电压开关的过渡时间tF/2。由此，在区间v中晶体管15H、15L的电压被切换后，不间隔地在区间vi中使晶体管14H、14L的电压进行切换。并且，如上述，区间v与区间vi的电压的时间变化率dv/dt为VDC/tF而彼此相等。其结果，如图4的(B1)那样，在时刻dTSW+tF/2处得到平滑连接的电压波形。也就是说，不仅在电压脉冲的上升沿侧，即使在下降沿侧也实现前述的“三电平/伪二电平控制”。
图4的(B3)示出逆变器10的开关损耗。开关损耗是通过逆变器10的一次开关动作而由各晶体管15H、14H、14L、15L消耗的电力的总和。电力被消耗是图4的(B2)所示的各晶体管15H、14H、14L、15L的电压与电流均不为零的情况。具体而言，在区间ii中晶体管15H消耗电力，在区间iii中晶体管14H消耗电力，在区间v中晶体管15H消耗电力，在区间vi中晶体管14H消耗电力。如图4的(B3)所示，在四个区间ii、iii、v、vi中消耗的电力分别由高度为VDC×iU/2的直角三角形的面积表示。各直角三角形的底边的长度在区间ii、iii中为tR/2，在区间v、vi中为tF/2。因而，这些四个直角三角形的面积的总和即开关损耗由tR×VDC×iU/4+tF×VDC×iU/4表示。在此，由各晶体管15H、14H消耗的电力由直角三角形的面积表示是因为，各区间ii、iii、v、vi中的电流的时间变化率di/dt为无限大，电流在与时间轴垂直的方向上瞬时进行变化。作为比较例，由虚线示出di/dt不为无限大的情况。在该情况下，与上述的各直角三角形的直角部相邻地产生追加的开关损耗。因而，通过将di/dt设为无限大，从而能够降低开关损耗。
以上，参照图4的(B)和图5说明了电流iU为正的情况下的逆变器10的作用。在图4的(C)和图6中示出电流iU为负的情况下的逆变器10的作用，但是基本的内容相同，因此适当省略说明。
图4的(C1)示出在逆变器10进行一次开关动作时在输出端子13出现的电压及电流。电压为高度VDC的梯形状的脉冲，电流iU的大小恒定(由于iU为负，因此以标注负号的方式显示于正区域)。在从时刻0s起的上升沿时间tR的期间内，高电位侧的晶体管15H、14H依次接通，与此互补地，低电位侧的晶体管15L、14L依次断开，由此输出端子13的电压从0V线性地增加到VDC。在上升沿时间tR之后、到开关断开时刻dTSW为止的期间内，电压的大小以VDC恒定。在从开关断开时刻dTSW起的下降沿时间tF的期间内，高电位侧的晶体管15H、14H依次断开，与此互补地，低电位侧的晶体管15L、14L依次接通，由此输出端子13的电压从VDC线性地减少到0V。
当说明图4的(C2)的四个晶体管15H、14H、14L、15L的动作时，分为图4的(C3)所示的六个区间i-vi。在图6中示出各区间i-vi中的各晶体管的导通状态及电流路径。流过图6的输出端子的电流iU在所有区间为负，如图4的(C1)所示那样大小恒定。
在时刻0s以前的区间i中，晶体管15H、14H为断开状态，晶体管14L、15L为接通状态。低电位输入端子12与输出端子13导通，因此，输出端子13的电压为0V。高电位输入端子11与输出端子13之间的电压VDC被晶体管15H、14H均等地分压，因此，各晶体管的电压为VDC/2。接通状态下的晶体管14L、15L的电压为0V，电流iU流过。
在从时刻0s到tR/2为止的区间ii中，使晶体管15H、15L的接通断开状态以互补的方式进行切换。即，晶体管15H从断开状态被切换为接通状态，晶体管15L从接通状态被切换为断开状态。这与本发明的第二开关控制相当。此时，如图6所示，与区间i同样，电流iU流过晶体管14L、15L。当观察图4的(C2)的晶体管15H、15L的电压及电流时，电压的时间变化率dv/dt为(VDC/2)/(tR/2)＝VDC/tR，电流的时间变化率di/dt为无限大。即，电压在整个0s～tR/2的区间ii的范围内线性地进行变化，另一方面，电流在区间ii的结束时刻tR/2被瞬时切换。
在从时刻tR/2到tR为止的区间iii中，使晶体管14H、14L的接通断开状态以互补的方式进行切换。即，晶体管14H从断开状态被切换为接通状态，晶体管14L从接通状态被切换为断开状态。这与本发明的第一开关控制相当。此时，如图6所示，来自输出端子13的电流流过晶体管14L后经由连接路径18的电容器181和接通状态下的晶体管15H流过高电位输入端子11。当观察图4的(C2)的晶体管14H、14L的电压及电流时，电压的时间变化率dv/dt为(VDC/2)/(tR/2)＝VDC/tR，电流的时间变化率di/dt为无限大。即，电压在整个tR/2～tR的区间iii的范围内线性地进行变化，另一方面，电流在区间iii的结束时刻tR被瞬时切换。
如以上那样，在区间ii中进行使晶体管15H、15L的接通断开状态以互补的方式进行切换的第二开关控制，在继其之后的区间iii中进行使晶体管14H、14L的接通断开状态以互补的方式进行切换的第一开关控制。即，第二开关控制在第一开关控制以前进行。另外，在第二开关控制(区间ii)中，第二开关控制与第一开关控制的定时仅错开了晶体管15H、15L各自的沟道的电压开关的过渡时间tR/2。由此，在区间ii中晶体管15H、15L的电压被切换后，不间隔地在区间iii中使晶体管14H、14L的电压进行切换。并且，如上述，区间ii与iii的电压的时间变化率dv/dt为VDC/tR而彼此相等。其结果，如图4的(C1)那样，在时刻tR/2处得到平滑连接的电压波形(三电平/伪二电平控制)。
在从时刻tR到dTSW为止的区间iv中，直接维持区间iii结束时的状态，来形成基于脉冲宽度调制的期望宽度的电压脉冲。在区间iv中，晶体管15H、14H为接通状态，晶体管14L、15L为断开状态。高电位输入端子11与输出端子13导通，因此，输出端子13的电压为VDC。低电位输入端子12与输出端子13之间的电压VDC被晶体管14L、15L均等地分压，因此，各晶体管的电压为VDC/2。接通状态下的晶体管15H、14H的电压为0V，电流iU流过。
在从时刻dTSW到dTSW+tF/2为止的区间v中，使晶体管15H、15L的接通断开状态以互补的方式进行切换。即，晶体管15H从接通状态被切换为断开状态，晶体管15L从断开状态被切换为接通状态。与区间ii同样，这也与本发明的第二开关控制相当。此时，如图6所示，随着晶体管15L被切换为接通状态，来自输出端子13的电流流过接通状态下的晶体管14H后经由连接路径18的电容器181和晶体管15L流向高电位输入端子11。当观察图4的(C2)的晶体管15H、15L的电压及电流时，电压的时间变化率dv/dt为(VDC/2)/(tF/2)＝VDC/tF，电流的时间变化率di/dt为无限大。即，电压在整个dTSW～dTSW+tF/2的区间v的范围被线性地进行变化，另一方面，电流在区间v的开始时刻dTSW被瞬时切换。
在从时刻dTSW+tF/2到dTSW+tF为止的区间vi中，使晶体管14H、14L的接通断开状态以互补的方式进行切换。即，晶体管14H从接通状态被切换为断开状态，晶体管14L从断开状态被切换为接通状态。与区间iii同样，这也与本发明的第一开关控制相当。此时，如图6所示，随着晶体管14L被切换为接通状态，来自输出端子13的电流经由晶体管14L和接通状态下的晶体管15L流向低电位输入端子12。当观察图4的(C2)的晶体管14H、14L的电压及电流时，电压的时间变化率dv/dt为(VDC/2)/(tF/2)＝VDC/tF，电流的时间变化率di/dt为无限大。即，电压在整个dTSW+tF/2～dTSW+tF的区间vi的范围内线性地进行变化，另一方面，电流在区间vi的开始时刻dTSW+tF/2被瞬时切换。
如以上那样，在区间v中进行使晶体管15H、15L的接通断开状态以互补的方式进行切换的第二开关控制，在继其之后的区间vi中进行使晶体管14H、14L的接通断开状态以互补的方式进行切换的第一开关控制。即，与上述的区间ii、iii同样，第二开关控制在第一开关控制以前进行。另外，在第二开关控制(区间v)中，第二开关控制与第一开关控制的定时仅错开了晶体管15H、15L各自的沟道的电压开关的过渡时间tF/2。由此，在区间v中晶体管15H、15L的电压被切换后，不间隔地在区间vi中使晶体管14H、14L的电压进行切换。并且，如上述，区间v与区间vi的电压的时间变化率dv/dt为VDC/tF而彼此相等。其结果，如图4的(C1)那样，在时刻dTSW+tF/2处得到平滑连接的电压波形。也就是说，不仅在电压脉冲的上升沿侧，即使在下降沿侧也实现前述的“三电平/伪二电平控制”。
图4的(C3)示出逆变器10的开关损耗。开关损耗是通过逆变器10的一次开关动作而由各晶体管15H、14H、14L、15L消耗的电力的总和。电力被消耗是图4的(C2)所示的各晶体管15H、14H、14L、15L的电压与电流均不为零的情况。具体而言，在区间ii中晶体管15L消耗电力，在区间iii中晶体管14L消耗电力，在区间v中晶体管15L消耗电力，在区间vi中晶体管14L消耗电力。如图4的(C3)所示，在四个区间ii、iii、v、vi中消耗的电力分别由高度为VDC×(-iU)/2的直角三角形的面积表示。各直角三角形的底边的长度在区间ii、iii中为tR/2，在区间v、vi中为tF/2。因而，这些四个直角三角形的面积的总和即开关损耗由tR×VDC×(-iU)/4+tF×VDC×(-iU)/4表示。在此，由各晶体管15L、14L消耗的电力由直角三角形的面积表示是因为，各区间ii、iii、v、vi中的电流的时间变化率di/dt为无限大，电流在与时间轴垂直的方向上瞬时进行变化。
在以上说明的逆变器10中，设置于连接路径18的电容器181通过将高电位侧的晶体管的连接部分18H与低电位侧的晶体管的连接部分18L之间的电压维持为中间电压VDC/2附近来使动作稳定化。即，电容器181作为电压变动抑制元件发挥功能，该电压变动抑制元件用于抑制高电位侧的连接部分18H与低电位侧的连接部分18L之间的电压的变动。在图7的(B4)和(C4)中示出电容器181的电流及电压。该图的(B2)(B3)(C2)(C3)参考地示出与图4相同的图。
在电流iU为正的情况下的图7的(B4)中，在区间ii和vi中电流流过电容器181。如图5所示，在区间ii中电流沿从高电位侧的连接部分18H朝向低电位侧的连接部分18L的方向流动而使电容器181累积电荷，在区间vi中电流沿从低电位侧的连接部分18L朝向高电位侧的连接部分18H的方向流动而电容器181释放电荷。电容器181的电极间电压以中间电压VDC/2为中心，在电荷累积状态与电荷释放状态之间振动式地进行微小变化。在理想的状况下，在区间ii、vi中流过电容器181的电流的大小及流动的时间tR/2、tF/2分别相等，通过逆变器10的一次开关动作，而电容器181的电荷不进行增减。
在电流iU为负的情况下的图7的(C4)中，在区间iii和v中电流流过电容器181。如图6所示，在区间iii中电流沿从低电位侧的连接部分18L朝向高电位侧的连接部分18H的方向流动而电容器181释放电荷，在区间v中电流沿从高电位侧的连接部分18H朝向低电位侧的连接部分18L的方向流动而电容器181累积电荷。电容器181的电极间电压以中间电压VDC/2为中心，在电荷累积状态与电荷释放状态之间振动式地进行微小变化。在理想的状况下，在区间iii、v中流过电容器181的电流的大小及流动的时间tR/2、tF/2分别相等，通过逆变器10的一次开关动作，而电容器181的电荷不进行增减。
图8示出通过逆变器10的一次开关动作而存在电容器181的电荷的增减的例子。该图的(B1)～(B4)及(C1)～(C4)与图4及图7对应。
在表示电流iU为正的情况下的逆变器10的输出的图7的(B1)、以及表示电流iU为负的情况下的逆变器10的输出的图7的(C1)中，电压脉冲波形从图4的梯形状变形。如示出各晶体管的电压及电流的图7的(B2)及(C2)所示，第二开关控制所需要的过渡时间ta＝taR＝taF与第一开关控制所需要的过渡时间tb＝tbR＝tbF不同成为原因。该图示出ta比tb大的情况，但是在ta比tb小的情况下电压脉冲波形也从梯形状变形。
在电流iU为正的情况下的图7的(B4)中，电容器181累积电荷的时间taR比电容器181释放电荷的时间tbF长，因此，通过逆变器10的一次开关动作而电容器181过量地累积电荷。在电流iU为负的情况下的图7的(C4)中，电容器181累积电荷的时间taF比电容器181释放电荷的时间tbR长，因此，通过逆变器10的一次开关动作而电容器181过量地累积电荷。在任何情况下，通过逆变器10的一次开关动作，电容器181的电极间电压都向正向位移，可能对逆变器10的稳定动作产生阻碍。此外，虽未图示，但是与该图相反，在ta比tb小的情况下，通过逆变器10的一次开关动作，电容器181过量地释放电荷，因此，电容器181的电极间电压向负向位移，可能对逆变器10的稳定动作产生阻碍。
图9示出对以上那样的开关时间的不均衡进行校正的校正装置40的两个结构例。这些校正装置40控制第一电压开关的过渡时间tb＝tbR＝tbF和第二电压开关的过渡时间ta＝taR＝taF，以使电容器181的中心电压为作为目标电压的中间电压VDC/2。图2的控制器100根据这些过渡时间ta及tb来控制向图3的各驱动器30的输入电压vGS。
在图9的(A)的第一结构例所涉及的校正装置40中，目标电压提供部41提供电容器181的目标电压VDC/2。电压误差计算部42计算电容器181的测定电压vc相对于目标电压VDC/2的误差。在第一结构例中，连续测定电容器181的电压vc，并将由低通滤波器421去除了该电压vc的高频成分后的电压供给到电压误差计算部42。电压误差计算部42计算出的电压误差被供给到电压控制器431，并被转换为电容器181的电荷校正量。除法器432使电荷校正量除以从绝对值运算部433得到的输出电流iU的绝对值从而转换为时间校正量。限制部434以使该时间校正量的绝对值不会过大的方式进行基于规定的上限值的封顶(cap)处理，得到最终的时间校正量δt。
开关时间校正部44基于电压误差计算部42计算出的电压误差，来对第一电压开关的过渡时间tb和第二电压开关的过渡时间ta中的至少任一方进行校正。在本结构例中，设置有计算第一过渡时间tb的校正值的第一校正部441、以及计算第二过渡时间ta的校正值的第二校正部442。第一校正部441在从逆变器10的上升沿时间/下降沿时间tRF(＝tR＝tF)减去时间校正量δt后乘以1/2，得到第一过渡时间tb的校正值。即tb＝(tRF-δt)/2。第二校正部442在对逆变器10的上升沿时间/下降沿时间tRF(＝tR＝tF)加上时间校正量δt后乘以1/2，得到第二过渡时间ta的校正值。即ta＝(tRF+δt)/2。此时，第一过渡时间tb与第二过渡时间ta的和等于逆变器10的上升沿时间/下降沿时间tRF。因而，可以说，开关时间校正部44在将tRF分配为第一过渡时间tb和第二过渡时间ta时，根据时间校正量δt来指定使电容器181为目标电压VDC/2的最优的分配比例。
在图9的(B)的第二结构例所涉及的校正装置40中，取样/保持电路422将基于触发信号而获取到的电容器181的电压vc供给到电压误差计算部42。电压误差计算部42计算出的电压误差被乘以电容器181的电容值C而被转换为电容器181的电荷校正量。其它部分与图9的(A)的第一结构例相同。
以上，基于实施方式说明了本发明。实施方式为例示，本领域技术人员理解的是，这些各构成要素、各处理工艺的组合能够有各种各样的变形例，另外，这样的变形例也处于本发明的范围内。
在实施方式中，说明了基于所输入的直流电力来输出交流电力的逆变器10，但是与此相反，也能够将本发明应用于基于所输入的交流电力来输出直流电力的转换器。在图2的逆变器10的结构中，通过将原本是输出端子13的端子设为被输入交流电力的输入端子，并将原本是高电位输入端子11及低电位输入端子12的端子分别设为输出直流电力的高电位输出端子及低电位输出端子，从而实现转换器的基本的结构。
在实施方式中，参照图2和图4，说明了逆变器10的“三电平/伪二电平控制”。即，使用能够输出0V、VDC/2、VDC这三个电平的电压的两个晶体管对14、15，模拟地形成了图4的(B1)及(C1)所示的0V、VDC这两个电平的电压脉冲。根据本发明，将N设为2以上的任意自然数，将M设为2以上且N-1以下的任意自然数，能够实现N电平/伪M电平控制。N＝2的二电平控制能够由1个晶体管对实现。N＝4的四电平控制能够由3个晶体管对实现。像这样，N电平控制能够由N-1个晶体管对实现。在该情况下，与示出三电平控制的例子的图4同样，从距离输出端子13远的晶体管对起依次进行开关控制，由此能够输出N电平的电压。为了基于这样的N电平的电压来模拟地形成M电平的电压脉冲，如与图4有关地说明那样，只要连续进行相邻的晶体管对的开关控制，来将电压脉冲平滑连接即可。
更具体的结构如以下。通过从输出端子13朝向高电位输入端子11串联连接的第1～第n高电位晶体管以及从输出端子13朝向低电位输入端子12串联连接的第1～第n低电位晶体管构成第1～第n晶体管对，其中，将n(＝N-1)设为2以上的整数。设置对第1～第n晶体管对进行开关控制的第1～第n驱动器。设置将相邻的晶体管对的高电位侧的连接部分与低电位侧的连接部分相互连接的第1～第n-1连接路径。在第1～第n-1连接路径中，设置将高电位侧的连接部分与低电位侧的连接部分之间的电压的变动进行抑制的第1～第n-1电压变动抑制元件。相邻的晶体管对的开关控制以错开了规定时间的定时进行。具体而言，关于各晶体管对的开关控制的定时，距离输出端子13越远的一侧的晶体管对的所述开关控制的定时越早。特别是，优选的是，使相邻的晶体管对的开关控制的定时错开了构成各晶体管对的高电位晶体管和低电位晶体管各自的电流路径的电压开关的过渡时间。
在实施方式中，通过将作为电压变动抑制元件的电容器181设置于连接路径18，来将其电极间电压维持为VDC/2附近，从而使逆变器10的动作稳定化，但是，作为取代电容器181的电压变动抑制元件而使用二极管也得到同样的效果。在图10中示出其结构例。在该逆变器10的连接路径18中串联设置有使电流沿从低电位侧的晶体管的连接部分18L朝向高电位侧的晶体管的连接部分18H的方向流动的两个二极管182L、182H。这两个二极管182L、182H的连接部分19连接于高电位Vdd与低电位Vss的中间电位(Vdd-Vss)/2＝VDC/2。中间电位与恒定电位连接，因此二极管182L、182H作为将高电位侧的连接部分18H与低电位侧的连接部分18L之间的电压的变动进行抑制的电压变动抑制元件发挥功能。
在实施方式中，说明了各晶体管对由一个高电位晶体管和一个低电位晶体管构成的例子，但是，构成各晶体管对的高电位晶体管和低电位晶体管也可以分别是多个。作为由多个高电位晶体管和多个低电位晶体管构成对的技术的一例，已知模块化多电平转换器(MMC:Modular Multilevel Converter)。这是将被称为相同结构的单元的电路元件组设置为在高电位侧和低电位侧成对。各单元包括串联连接和/或并联连接的多个晶体管。在这些晶体管的开关控制中进行调整以使di/dt比dv/dt大，由此得到与在实施方式中说明的效果同等的开关损耗的降低等效果。
此外，在实施方式中说明的各装置的功能结构能够通过硬件资源或软件资源、或者通过硬件资源与软件资源的协作来实现。作为硬件资源而能够利用处理器、ROM、RAM、其它LSI。作为软件资源而能够利用操作系统、应用程序等程序。
在本说明书中公开的实施方式中的、多个功能分散设置的方式可以将该多个功能的一部分或全部集中设置，反之，能够将多个功能集中设置的方式以该多个功能的一部分或全部分散的方式设置。无论功能是集中还是分散，只要构成为能够实现发明的目的即可。
产业上的可利用性
本发明涉及一种逆变器、转换器的控制技术。
附图标记说明
1：马达装置；10：逆变器；11：高电位输入端子；12：低电位输入端子；13：输出端子；14：第一晶体管对；15：第二晶体管对；16：第一驱动器；17：第二驱动器；18：连接路径；20：马达；30：驱动器；32：运算放大器；33：栅极电阻；34：米勒电容器；35：电容器；40：校正装置；41：目标电压提供部；42：电压误差计算部；44：开关时间校正部；181：电容器；182：二极管。

Claims (12)

1.一种逆变器，具备：
输入端子，其包括高电位的高电位输入端子和低电位的低电位输入端子，在两个输入端子之间被输入直流电力；
输出端子，其输出交流电力；
晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，所述高电位晶体管具有将所述高电位输入端子侧与所述输出端子侧连接的电流路径，所述低电位晶体管具有将所述低电位输入端子侧与所述输出端子侧连接的电流路径；以及
驱动器，其进行开关控制，在所述开关控制中，通过向所述高电位晶体管和所述低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将所述直流电力转换为所述交流电力，
其中，所述驱动器包括电流调整元件以及电压调整元件中的至少任一方，所述电流调整元件用于调整各所述电流路径的电流，所述电压调整元件用于调整各所述电流路径的电压，
所述电流调整元件和所述电压调整元件中的至少任一方在所述开关控制中，进行调整使得各所述电流路径的电流的时间变化率比各所述电流路径的电压的时间变化率大。
2.根据权利要求1所述的逆变器，其中，
所述电流调整元件在所述开关控制中，进行调整使得各所述电流路径的电流的时间变化率大致为无限大。
3.根据权利要求1或2所述的逆变器，其中，
所述晶体管对包括由从所述输出端子朝向所述高电位输入端子串联连接的第1～第n高电位晶体管和从所述输出端子朝向所述低电位输入端子串联连接的第1～第n低电位晶体管构成的第1～第n晶体管对，其中，将n设为2以上的整数，
所述驱动器包括对所述第1～第n晶体管对进行所述开关控制的第1～第n驱动器，
所述逆变器具备：
第1～第n-1连接路径，所述第1～第n-1连接路径将相邻的晶体管对的高电位侧的连接部分与低电位侧的连接部分相互连接；以及
第1～第n-1电压变动抑制元件，所述第1～第n-1电压变动抑制元件设置于各所述连接路径，用于抑制所述高电位侧的连接部分与所述低电位侧的连接部分之间的电压的变动，
相邻的晶体管对的所述开关控制以错开了规定时间的定时进行。
4.根据权利要求3所述的逆变器，其中，
关于各所述晶体管对的所述开关控制的定时，距离所述输出端子越远的一侧的晶体管对的所述开关控制的定时越早。
5.根据权利要求3或4所述的逆变器，其中，
所述规定时间是在所述开关控制中构成所述晶体管对的所述高电位晶体管和所述低电位晶体管各自的电流路径的电压开关的过渡时间。
6.根据权利要求3～5中的任一项所述的逆变器，其中，
所述电压变动抑制元件是电容器。
7.根据权利要求6所述的逆变器，其中，还具备：
目标电压提供部，其提供所述电容器的目标电压；
电压误差计算部，其计算所述电容器的测定电压相对于所述目标电压的误差；以及
开关时间校正部，其基于所述误差，来对构成所述相邻的晶体管对中的至少任一方的所述高电位晶体管和所述低电位晶体管各自的电流路径的电压开关的过渡时间进行校正。
8.根据权利要求3～5中的任一项所述的逆变器，其中，
所述电压变动抑制元件是使电流沿从所述低电位侧的连接部分朝向所述高电位侧的连接部分的方向流动的、串联连接的两个二极管，
所述两个二极管的连接部分连接于所述高电位与所述低电位的中间电位。
9.一种转换器，具备：
输出端子，其包括高电位的高电位输出端子和低电位的低电位输出端子，在两个输出端子之间输出直流电力；
输入端子，其被输入交流电力；
晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，所述高电位晶体管具有将所述高电位输出端子侧与所述输入端子侧连接的电流路径，所述低电位晶体管具有将所述低电位输出端子侧与所述输入端子侧连接的电流路径；以及
驱动器，其进行开关控制，在所述开关控制中，通过向所述高电位晶体管和所述低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将所述交流电力转换为所述直流电力，
其中，所述驱动器包括电流调整元件以及电压调整元件中的至少任一方，所述电流调整元件用于调整各所述电流路径的电流，所述电压调整元件用于调整各所述电流路径的电压，
所述电流调整元件和所述电压调整元件中的至少任一方在所述开关控制中，进行调整使得各所述电流路径的电流的时间变化率比各所述电流路径的电压的时间变化率大。
10.一种驱动装置，具备：
马达，其由相位互不相同的多相的交流电力驱动；以及
多个逆变器，所述多个逆变器生成各所述相的交流电力，
各所述逆变器具备：
输入端子，其包括高电位的高电位输入端子和低电位的低电位输入端子，在两个输入端子之间被输入直流电力；
输出端子，其输出所述交流电力；
晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，所述高电位晶体管具有将所述高电位输入端子侧与所述输出端子侧连接的电流路径，所述低电位晶体管具有将所述低电位输入端子侧与所述输出端子侧连接的电流路径；以及
驱动器，其进行开关控制，在所述开关控制中，通过向所述高电位晶体管和所述低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将所述直流电力转换为所述交流电力，
其中，所述驱动器包括电流调整元件以及电压调整元件中的至少任一方，所述电流调整元件用于调整各所述电流路径的电流，所述电压调整元件用于调整各所述电流路径的电压，
所述电流调整元件和所述电压调整元件中的至少任一方在所述开关控制中，进行调整使得各所述电流路径的电流的时间变化率比各所述电流路径的电压的时间变化率大。
11.一种逆变器的控制方法，所述逆变器具备：
输入端子，其包括高电位的高电位输入端子和低电位的低电位输入端子，在两个输入端子之间被输入直流电力；
输出端子，其输出交流电力；以及
晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，所述高电位晶体管具有将所述高电位输入端子侧与所述输出端子侧连接的电流路径，所述低电位晶体管具有将所述低电位输入端子侧与所述输出端子侧连接的电流路径，
所述控制方法包括开关控制步骤，在所述开关控制步骤中，通过向所述高电位晶体管和所述低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将所述直流电力转换为所述交流电力，
在所述开关控制中，进行调整使得各所述电流路径的电流的时间变化率比各所述电流路径的电压的时间变化率大。
12.一种逆变器的控制程序，所述逆变器具备：
输入端子，其包括高电位的高电位输入端子和低电位的低电位输入端子，在两个输入端子之间被输入直流电力；
输出端子，其输出交流电力；以及
晶体管对，其具备高电位晶体管和低电位晶体管，所述高电位晶体管具有将所述高电位输入端子侧与所述输出端子侧连接的电流路径，所述低电位晶体管具有将所述低电位输入端子侧与所述输出端子侧连接的电流路径，
所述控制程序使计算机执行开关控制步骤，在所述开关控制步骤中，通过向所述高电位晶体管和所述低电位晶体管分别输入控制信号来使各个电流路径的导通状态以彼此互补的方式进行切换，从而将所述直流电力转换为所述交流电力，
在所述开关控制中，进行调整使得各所述电流路径的电流的时间变化率比各所述电流路径的电压的时间变化率大。
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