CN116746047A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

在对蓄电池(92)进行充电时，使开关(SW1)导通，使并联地连接的第1升压斩波电路、第2升压斩波电路、以及图腾柱无桥PFC进行交错动作，将从交流输入端子(PAC1)输入的交流电压变换为直流，并从直流输出端子(PDC)输出。在使用交流输出端子(PAC2)输出交流时，使开关(SW1)导通，使用图腾柱无桥PFC将来自蓄电池(92)的直流电压变换为交流，并从交流输出端子(PAC2)输出。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及对交流电力和直流电力进行变换的电力变换装置。
背景技术
在近年来正在推广普及的电动汽车(EV)或者充电式混合动力汽车(PHEV)中，采用了通过设置在自家车库等的AC充电器进行充电的方式。在充电器的充电插头被施加AC电压，因此在EV或PHEV的车体侧搭载有PFC变换器。
此外，已知因为EV或PHEV在车辆主体具备大容量的蓄电池，所以使得能够将该蓄电池作为电力源而经由DC-AC逆变器从AC插座输出AC电压，从而使得用户在车内可使用一般用途的电子设备。
在专利文献1记载了具备基于桥式二极管的整流电路和多个升压斩波电路的多相PFC变换器。
在专利文献2记载了多个图腾柱无桥PFC(功率因数改善)变换器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-90423号公报
专利文献2：日本特表2016-533147号公报
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1记载的PFC变换器中，虽然成本低，但是因为使用二极管电桥进行整流，所以不能双向地传输电力。因此，若欲在车内设置AC插座，则另外需要DC-AC逆变器。
在专利文献2记载的图腾柱无桥PFC变换器中，能够双向地传输电力，因此在设置AC插座的情况下也无需另外准备DC-AC逆变器，而且因为不使用二极管，所以还能够提高电力变换效率。然而，若开关元件的个数变多且使用SiC、GaN等高价的开关元件，则会导致大幅的成本增加。
因此，本发明的目的在于，提供一种对EV、PHEV等具有大容量的蓄电池的电动车辆进行充电的电力变换装置，其中，在作为本来的目的的从电力系统向蓄电池进行充电时也实现高效率，并且在设置AC插座时不另外需要DC-AC逆变器，且廉价地实现。
用于解决问题的技术方案
本发明的电力变换装置具备：交流电压输入端子；第1PFC变换器以及第2PFC变换器，与交流电压输入端子连接，且相互并联地连接；以及直流电压输出端子，将第1PFC变换器的输出和第2PFC变换器的输出合成并输出。第1PFC变换器由二极管整流型PFC变换器构成。第2PFC变换器由图腾柱无桥PFC变换器构成。电力变换装置还具备：开关，与将交流电压输入端子和第2PFC变换器连接的第2PFC侧连接线连接；以及交流电压输出端子，与第2PFC侧连接线连接。电力变换装置通过第1PFC变换器以及第2PFC变换器的动作控制和开关的通断控制，选择性地执行：第1方式、第2方式、以及直连输出方式中的任一方式；或者所述第1方式和所述第2方式的组；或者所述第1方式和所述直接输出方式的组，在第1方式下，将来自交流电压输入端子的交流电压变换为直流电压，并将该直流电压从所述直流电压输出端子输出，在第2方式下，将来自直流电压输出端子的直流电压变化为交流电压，并将该交流电压从交流电压输出端子输出，在直连输出方式下，将来自交流电压输入端子的交流电压从交流电压输出端子输出。
在该结构中，并联地具备不可逆的第1PFC变换器和可逆的第2PFC变换器。由此，可实现交流和直流的双向的电力供给。此外，第1PFC变换器与第2PFC变换器相比较，容易廉价地构成，且即使廉价，损耗性能也不易劣化。
发明效果
根据本发明，能够以低损耗且廉价地实现交流和直流的双向的电力供给。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式涉及的电力变换装置的应用系统的一个例子的图。
图2是本发明的第1实施方式涉及的变换器(电力变换装置)的等效电路图。
图3是示出对蓄电池进行充电时的变换器的连接方式的等效电路图。
图4的(A)～图4的(G)示出充电时的各种波形。
图5是示出将充电到蓄电池的直流电力从交流输出端子供给到外部时的变换器的连接方式的等效电路图。
图6的(A)～图6的(D)示出对蓄电池的直流电压进行变换并从交流输出端子供给交流电压时的各种波形。
图7是本发明的第2实施方式涉及的变换器(电力变换装置)的等效电路图。
图8是示出对蓄电池进行充电时的变换器的连接方式的等效电路图。
图9是示出同时进行蓄电池的充电和交流电压的供给时的变换器的连接方式的等效电路图。
图10是示出将充电到蓄电池的直流电力从交流输出端子供给到外部时的变换器的连接方式的等效电路图。
图11的(A)～图11的(G)示出对小负载进行充电时的各种波形。
图12的(A)～图12的(G)示出并用电流不连续模式和电流连续模式进行充电时的各种波形。
具体实施方式
[第1实施方式]
参照图对本发明的第1实施方式涉及的电力变换装置进行说明。
(可应用的系统的一个例子)
图1是示出本发明的实施方式涉及的电力变换装置的应用系统的一个例子的图。
如图1所示，例如，本发明的第1实施方式涉及的变换器10可应用于电动汽车90。另外，并不限于电动汽车，本实施方式的变换器10还能够应用于充电式混合动力车辆。电动汽车90具备变换器10、DC-DC变换器91、蓄电池92、AC供电插座93、以及AC插座94。变换器10对应于本发明的“电力变换装置”，蓄电池92对应于本发明的“直流型负载”。
AC供电插座93与变换器10连接。变换器10与DC-DC变换器91以及AC插座94连接。DC-DC变换器91与蓄电池92连接。
概略性地，在该系统中，在对蓄电池92进行充电的情况下，在AC供电插座93安装外部的供电电缆910。供电电缆910与外部的充电器900连接。由此，通过供电电缆910从充电器900对AC供电插座93供给交流电压。
变换器10具有双向PFC电路的功能，将来自AC供电插座93的交流电压变换为直流电压并输出到DC-DC变换器91。DC-DC变换器91将来自变换器10的输出电压变换为蓄电池92的充电电压并输出到蓄电池92。通过该充电电压对蓄电池92进行充电。
此外，在该系统中，在从AC插座94输出交流电压的情况下，从蓄电池92供给直流电压。
如上所述，变换器10具有双向PFC电路的功能，因此将来自蓄电池92的直流电压变换为交流电压，并通过AC插座94对连接于AC插座94的交流型负载(例如，电气化产品)输出交流电压。
(变换器10的结构)
图2是本发明的第1实施方式涉及的变换器(电力变换装置)的等效电路图。变换器10具备二极管电桥DB、电感器L1、电感器L2、电感器L3、开关元件Q1、开关元件Q2、开关元件Q3、开关元件Q4、开关元件Q5、开关元件Q6、二极管D1、二极管D2、电容器Co、开关SW1、以及控制IC11。此外，变换器10具备交流输入端子PAC1、直流输出端子PDC、以及交流输出端子PAC2。
开关元件Q1、开关元件Q2、开关元件Q5、以及开关元件Q6是硅半导体的Si-MOSFET。开关元件Q3以及开关元件Q4是氮化镓半导体的GaN-FET。
二极管电桥DB的交流输入端子与交流输入端子PAC1连接。二极管电桥DB的Hi侧输出端子与电感器L1的一端以及电感器L2的一端连接。
二极管电桥DB的Low侧输出端子与基准电位线连接。基准电位线连接于直流输出端子PDC的基准电位侧。
在电感器L1的另一端连接二极管D1的阴极。此外，在电感器L1的另一端连接开关元件Q1的漏极。开关元件Q1的源极与基准电位线连接。二极管D1的阳极连接于直流输出端子PDC的Hi电位侧。由这些电感器L1、开关元件Q1、以及二极管D1构成第1升压斩波电路。
在电感器L2的另一端连接二极管D2的阴极。此外，在电感器L2的另一端连接开关元件Q2的漏极。开关元件Q2的源极与基准电位线连接。二极管D2的阳极连接于直流输出端子PDC的Hi电位侧。由这些电感器L2、开关元件Q2、以及二极管D2构成第2升压斩波电路。
而且，第1升压斩波电路和第2升压斩波电路对应于本发明的“第1PFC变换器”。
电感器L3的一端与交流输入端子PAC1的一个端子连接。电感器L3的另一端与开关元件Q3的漏极和开关元件Q4的源极的节点连接。开关元件Q3的源极与基准电位线连接。开关元件Q4的漏极连接于直流输出端子PDC的Hi电位侧。
开关元件Q5的漏极和开关元件Q6的源极的节点与交流输入端子PAC1的一个端子连接。开关元件Q5的源极与基准电位线连接。开关元件Q6的漏极连接于直流输出端子PDC的Hi电位侧。由这些电感器L3、开关元件Q3、开关元件Q4、开关元件Q5、以及开关元件Q6构成图腾柱无桥PFC。该图腾柱无桥PFC相当于本发明的“第2PFC变换器”。
而且，通过这些结构，可实现包含二极管电桥DB和第1升压斩波电路的一相、包含二极管电桥DB和第2升压斩波电路的一相、以及包含图腾柱无桥PFC的一相的并联动作。即，两相通过二极管电桥DB和升压斩波电路来实现，一相通过图腾柱无桥PFC来实现。
电容器Co连接在直流输出端子PDC的Hi电位侧与直流输出端子PDC的基准电位侧之间。
控制IC11与多个(在本实施方式中为6个)开关元件Q1～Q6的栅极连接，对多个开关元件Q1～Q6输出开关控制信号。换言之，多个开关元件Q1～Q6通过来自控制IC11的开关控制信号进行驱动控制。
开关SW1连接在将交流输入端子PAC1和图腾柱无桥PFC连接的第2PFC侧连接线与交流输出端子PAC2之间。开关SW1对第2PFC侧连接线与交流输出端子PAC2之间的导通或开路进行控制。
(对蓄电池92进行充电时(第1方式))
图3是示出对蓄电池进行充电时的变换器的连接方式的等效电路图。如图3所示，在直流输出端子PDC连接蓄电池92。此外，在交流输入端子PAC1连接充电器900。
在对蓄电池92进行充电时，对开关SW1进行断开控制。换言之，开关SW1被控制为开路状态。另外，虽然在本实施方式中，示出了在对蓄电池92进行充电时对开关SW1进行断开控制的方式，但是也可以对开关SW1进行接通控制(控制为导通状态)。在该情况下，能够在对蓄电池92进行充电的同时从交流输出端子PAC2输出交流电压。
在该状态下，控制IC11对多个开关元件Q1～Q6输出开关控制信号。更具体地，控制IC11对多个开关元件Q1～Q6输出开关控制信号，使得第1升压斩波电路、第2升压斩波电路、以及图腾柱无桥PFC进行交错动作。
图4的(A)～图4的(G)示出充电时的各种波形。图4的(A)、图4的(B)、图4的(C)示出针对开关元件Q1、Q2、Q4各自的开关控制信号的波形的一个例子。图4的(D)、图4的(E)、图4的(F)示出电感器L1、L2、L3的电感器电流的波形的一个例子。图4的(G)示出交流输入端子PAC1的电流的波形的一个例子。另外，开关元件Q3、开关元件Q5、开关元件Q6的波形未进行图示，开关元件Q5的波形与开关元件Q4相同，开关元件Q3、Q6的波形变得与开关元件Q4反相。
在对蓄电池92进行充电时，如图4的(A)～图4的(C)所示，对开关元件Q1、开关元件Q2、开关元件Q4分别错开120°的相位差而进行接通控制。由此，如图4的(D)～图4的(F)所示，第1升压斩波电路的电感器L1的电感器电流IL1、第2升压斩波电路的电感器L2的电感器电流IL2、以及图腾柱无桥PFC的电感器L3的电感器电流IL3也成为相互具有120°的相位差的波形，叠加于各自的直流成分的纹波电流也各错开120°。
交流输入端子PAC1的电流Icin是将电感器电流IL1、电感器电流IL2、以及电感器电流IL3相加的电流。因此，由于电感器电流IL1、电感器电流IL2、以及电感器电流IL3像上述的那样相互具有120°的相位差，所以发挥作用，使得各自的纹波电流被抵消。由此，如图4的(G)所示，可抑制交流输入端子PAC1的电流Icin的纹波电流的振幅。
通过进行该控制，从而变换器10将从交流输入端子PAC1输入的交流电压变换为直流电压并从直流输出端子PDC输出。通过该输出的直流电压对蓄电池92进行充电。此时，通过进行上述的控制，从而可抑制从变换器10产生的谐波电流、噪声。
(在将充电到蓄电池92的直流电力从交流输出端子PAC2供给到外部时(第2方式))
图5是示出将充电到蓄电池的直流电力从交流输出端子供给到外部时的变换器的连接方式的等效电路图。如图5所示，在直流输出端子PDC连接蓄电池92。此外，在交流输出端子PAC2连接负载940。负载940是交流型负载。
在将充电到蓄电池92的直流电力从交流输出端子PAC2供给到外部时，对开关SW1进行接通控制。换言之，开关SW1被控制为导通状态。
第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路均为单向的PFC变换器，因此不能将从直流输出端子PDC输入的直流电压变换为交流并向交流输入端子PAC1侧输出。因此，对第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路进行停止控制。
图腾柱无桥PFC能够双向地进行电力传输，因此能够将从直流输出端子PDC输入的直流电压变换为交流并向交流输入端子PAC1以及交流输出端子PAC2侧输出。因此，图腾柱无桥PFC被驱动控制。
通过进行该控制，从而变换器10将从直流输出端子PDC输入的直流电压变换为交流电压并从交流输出端子PAC2输出。该输出的交流电压被供给到负载940。
此时，图腾柱无桥PFC的开关元件优选以比对蓄电池92进行充电时高的开关频率进行驱动。
图6的(A)～图6的(D)示出对蓄电池的直流电压进行变换并从交流输出端子供给交流电压时的各种波形。图6的(A)、图6的(C)示出针对开关元件Q4的开关控制信号的波形的一个例子。图6的(B)、图6的(D)示出叠加于变换后的交流的纹波电流的波形的一个例子。图6的(A)、图6的(B)示出开关频率高的时候，图6的(C)、图6的(D)示出开关频率低的时候。另外，所谓低的开关频率，与上述的充电时的开关频率相同。此外，所谓高的开关频率，优选为相对于低的开关频率的正的整数倍的频率。
如图6的(A)、图6的(B)所示，通过提高开关频率，从而能够减小纹波电流的振幅。
由此，即使不驱动第1升压斩波电路、第2升压斩波电路而仅驱动图腾柱无桥PFC，也能够抑制叠加于交流电压的纹波。
此外，在该结构中，仅对图腾柱无桥PFC的开关元件Q3、Q4使用了GaN-FET，对其它开关元件Q1、Q2、Q5、Q6使用了Si-MOSFET。由此，与对全部的开关元件Q1～Q6使用GaN-FET相比，能够廉价地构成变换器10。
另一方面，通过仅对图腾柱无桥PFC的开关元件Q3、Q4使用GaN-FET，从而能够抑制起因于反相恢复特性、寄生电容的损耗。因此，能够实现低损耗的变换器10。
另外，在交流输入端子PAC1和交流输出端子PAC2的电压相同的情况下，还能够在对蓄电池92进行充电时对开关SW1进行接通控制(导通控制)。由此，变换器10能够一边进行对蓄电池92的充电，一边对连接于交流输出端子PAC2的负载供给交流电力。另外，此时，若变换器10使第1升压斩波电路和第2升压斩波电路进行交错动作，则更好。
(利用方法的一个例子)
在充电器900为AC220V/30A、6.6kW输出的情况下，供给该交流电压。变换器10进行上述的基于三相的电力变换，并通过该变换后的直流对蓄电池92进行充电。
另一方面，在将充电到蓄电池92的电力从交流输出端子PAC2输出的情况下，变换器10仅驱动图腾柱无桥PFC的一相。因此，从交流输出端子PAC2可得到2.2kW的输出。
另外，虽然在本实施例中，对图腾柱无桥PFC的开关元件Q3以及Q4使用GaN-FET而进行了说明，但是也可以是SiC-FET等使用了其它宽带隙半导体的开关元件。
[第2实施方式]
参照图对本发明的第2实施方式涉及的电力变换装置进行说明。图7是本发明的第2实施方式涉及的变换器(电力变换装置)的等效电路图。
如图7所示，第2实施方式涉及的变换器10相对于第1实施方式涉及的变换器10在开关SW2以及交流输出端子PAC2的连接方式上不同。变换器10A的其它结构与变换器10相同，省略相同的地方的说明。
在变换器10A中，交流输出端子PAC2与第2PFC侧连接线(将交流输入端子PAC1和图腾柱无桥PFC连接的连接线)直接连接。
开关SW2插入到第2PFC侧连接线的中途。更具体地，开关SW2连接在第2PFC侧连接线中的、图腾柱无桥PFC和交流输出端子PAC2的连接部与交流输入端子PAC1之间。
(对蓄电池92进行充电时(第1方式))
图8是示出对蓄电池进行充电时的变换器的连接方式的等效电路图。如图8所示，在直流输出端子PDC连接蓄电池92。此外，在交流输入端子PAC1连接充电器900。
在对蓄电池92进行充电时，对开关SW2进行接通控制。换言之，开关SW2被控制为导通状态。
在该状态下，控制IC11对多个开关元件Q1～Q6输出开关控制信号。更具体地，控制IC11对多个开关元件Q1～Q6输出开关控制信号，使得第1升压斩波电路、第2升压斩波电路、以及图腾柱无桥PFC进行交错动作。
通过进行该控制，从而变换器10A将从交流输入端子PAC1输入的交流电压变换为直流电压并从直流输出端子PDC输出。通过该输出的直流电压对蓄电池92进行充电。此时，通过进行上述的控制，从而可抑制从变换器10A产生的谐波电流。
(一边对蓄电池92进行充电，一边从交流输出端子PAC2供给交流电力)
图9是示出同时进行蓄电池的充电和交流电压的供给时的变换器的连接方式的等效电路图。如图9所示，在直流输出端子PDC连接蓄电池92。此外，在交流输入端子PAC1连接充电器900。此外，在交流输出端子PAC2连接负载940。
在对蓄电池92进行充电时以及从交流输出端子PAC2供给交流电力时，对开关SW2进行断开控制。换言之，开关SW2被控制为开路状态。
进行开关控制，使得变换器10A通过第1升压斩波电路和第2升压斩波电路进行蓄电池92的充电，图腾柱无桥PFC作为用于向交流输出端子PAC2输出蓄电池92的电力的逆变器而进行动作。此时，若变换器10使第1升压斩波电路和第2升压斩波电路进行交错动作，则更好。
由此，变换器10A能够一边进行对蓄电池92的充电，一边对连接于交流输出端子PAC2的负载940供给交流电力。
(在将充电到蓄电池92的直流电力从交流输出端子PAC2供给到外部时(第2方式))
图10是示出将充电到蓄电池的直流电力从交流输出端子供给到外部时的变换器的连接方式的等效电路图。如图10所示，在直流输出端子PDC连接蓄电池92。此外，在交流输出端子PAC2连接负载940。
在将充电到蓄电池92的直流电力从交流输出端子PAC2供给到外部时，对开关SW2进行断开控制。换言之，开关SW2被控制为开路状态。
对第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路进行停止控制。对图腾柱无桥PFC进行驱动控制。
通过进行该控制，从而变换器10A将从直流输出端子PDC输入的直流电压变换为交流电压并从交流输出端子PAC2输出。该输出的交流电压被供给到负载940。
此时，与第1实施方式同样地，图腾柱无桥PFC的开关元件优选以比对蓄电池92进行充电时的开关频率高的开关频率进行驱动。由此，即使不驱动第1升压斩波电路、第2升压斩波电路而仅驱动图腾柱无桥PFC，也能够抑制叠加于对负载940施加的负载电流的纹波。
另外，此时，变换器10A还能够驱动第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路。即，变换器10A还能够一边通过第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路对蓄电池92进行充电，一边从蓄电池92的电力生成交流电压并从交流输出端子PAC2输出。
[第3实施方式]
参照图对本发明的第3实施方式涉及的电力变换装置进行说明。第3实施方式涉及的变换器具备与第1实施方式涉及的变换器相同的电路结构。第3实施方式涉及的变换器相对于第1实施方式涉及的变换器在小负载时的充电控制上不同。第3实施方式涉及的变换器的其它控制与第1实施方式涉及的变换器相同，省略相同的地方的说明。
图11的(A)～图11的(G)示出以电流连续模式进行充电时的各种波形。图12的(A)～图12的(G)示出并用电流不连续模式和电流连续模式进行充电时的各种波形。
(电流连续模式)
图11的(A)、图11的(B)、图11的(C)示出针对开关元件Q1、Q2、Q4各自的开关控制信号的波形的一个例子。图11的(D)、图11的(E)、图11的(F)示出电感器L1、L2、L3的电感器电流的波形的一个例子。图11的(G)示出交流输入端子PAC1的电流的波形的一个例子。另外，开关元件Q3、开关元件Q5、开关元件Q6的波形未进行图示，开关元件Q5的波形与开关元件Q4相同，开关元件Q3、Q6的波形变得与开关元件Q4反相。
如图11的(A)、图11的(B)、图11的(D)、图11的(E)所示，在小负载时，变换器使第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路以临界模式进行动作。此外，如图11的(C)、图11的(F)所示，在小负载时，变换器使图腾柱无桥PFC以电流连续模式进行动作。
(电流不连续模式和电流连续模式的并用)
图12的(A)、图12的(B)、图12的(C)示出针对开关元件Q1、Q2、Q4各自的开关控制信号的波形的一个例子。图12的(D)、图12的(E)、图12的(F)示出电感器L1、L2、L3的电感器电流的波形的一个例子。图12的(G)示出交流输入端子PAC1的电流的波形的一个例子。另外，开关元件Q3、开关元件Q5、开关元件Q6的波形未进行图示，开关元件Q5的波形与开关元件Q4相同，开关元件Q3、Q6的波形变得与开关元件Q4反相。
如图12的(A)、图12的(B)、图12的(D)、图12的(E)所示，在小负载时，变换器使第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路以电流不连续模式进行动作。此外，如图12的(C)、图12的(F)所示，在小负载时，变换器使图腾柱无桥PFC以电流连续模式进行动作。
通过这些控制，在小负载时，在第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路中，作为电感器电流IL1、112而仅流过纹波电流，在图腾柱无桥PFC中，作为电感器电流IL3，流过在直流成分叠加了纹波成分的电流。
通过进行这样的控制，从而变换器在小负载时主动地使用效率高的图腾柱无桥PFC进行充电。由此，能够提高小负载时的电力变换效率。此外，如图11的(A)、图11的(B)所示，在该控制下，第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路的开关元件在电流为0时开启。由此，能够降低第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路的开关损耗，能够进一步提高变换器的电力变换效率。
此外，在该控制下，与第1实施方式同样地，第1升压斩波电路、第2升压斩波电路、以及图腾柱无桥PFC进行交错动作，因此可抑制纹波电流。
另外，在小负载时，还能够使第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路停止。在该情况下，提高图腾柱无桥PFC的开关频率为宜。例如，将图腾柱无桥PFC的开关频率设为与第1升压斩波电路以及第2升压斩波电路一同进行交错动作时的3倍为宜。由此，即使是图腾柱无桥PFC的单独动作，也可抑制纹波电流。
附图标记说明
10、10A：变换器；
11：控制IC；
90：电动汽车；
91：DC-DC变换器；
92：蓄电池；
93：AC供电插座；
94：AC插座；
900：充电器；
910：供电电缆；
940：负载；
Co：电容器；
D1、D2：二极管；
DB：二极管电桥；
L1、L2、L3：电感器；
PAC1：交流输入端子；
PAC2：交流输出端子；
PDC：直流输出端子；
Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6：开关元件；
SW1、SW2：开关。

Claims (8)

1.一种电力变换装置，具备：
交流电压输入端子；
第1PFC变换器以及第2PFC变换器，与所述交流电压输入端子连接，且相互并联地连接；以及
直流电压输出端子，将所述第1PFC变换器的输出和所述第2PFC变换器的输出合成并输出，
其中，
所述第1PFC变换器由二极管整流型PFC变换器构成，
所述第2PFC变换器由图腾柱无桥PFC变换器构成，
所述电力变换装置还具备：
开关，与将所述交流电压输入端子和所述第2PFC变换器连接的第2PFC侧连接线连接；以及
交流电压输出端子，与所述第2PFC侧连接线连接，
所述电力变换装置通过所述第1PFC变换器以及所述第2PFC变换器的动作控制和所述开关的通断控制，选择性地执行：第1方式、第2方式、以及直连输出方式中的任一方式；或者所述第1方式和所述第2方式的组；或者所述第1方式和所述直连输出方式的组，
在所述第1方式下，将来自所述交流电压输入端子的交流电压变换为直流电压，并将该直流电压从所述直流电压输出端子输出，
在所述第2方式下，将来自所述直流电压输出端子的直流电压变化为交流电压，并将该交流电压从所述交流电压输出端子输出，
在所述直连输出方式下，将来自所述交流电压输入端子的交流电压从所述交流电压输出端子输出。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述开关连接在所述第2PFC侧连接线与所述交流电压输出端子之间。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述开关连接在所述第2PFC侧连接线中的、所述第2PFC变换器和所述交流电压输出端子的连接部与所述交流电压输入端子之间。
4.根据权利要求1至权利要求3中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述第1PFC变换器和所述第2PFC变换器进行交错动作。
5.根据权利要求1至权利要求4中的任一项所述的电力变换装置，其中，
对所述第2PFC变换器使用氮化镓半导体的开关元件。
6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，
所述氮化镓半导体的开关元件在所述第2方式下的开关频率比在所述第1方式下的开关频率高。
7.根据权利要求1至权利要求6中的任一项所述的电力变换装置，其中，
在与所述直流电压输出端子连接的直流型负载为小负载时，
以临界模式或电流不连续模式驱动所述第1PFC变换器，
以电流连续模式驱动所述第2PFC变换器。
8.根据权利要求1至权利要求6中的任一项所述的电力变换装置，其中，
在与所述直流电压输出端子连接的直流型负载为小负载时，
停止所述第1PFC变换器的驱动，对所述第2PFC变换器进行驱动，
提高构成所述第2PFC变换器的开关元件的开关频率。
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