CN116722741A - 双向变换器的源载无缝切换方法、装置、设备及介质 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种双向变换器的源载无缝切换方法、装置、设备及介质，首先比较源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，获取第一合集S中的控制量最小值Smin，然后比较载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，获取第二合集L中的控制量最大值Lmax，获取电压环的控制量输出值Vloop，根据环路控制选择算法选择三者中的其中的一项控制量作为实际控制量对双向DC‑DC变换器进行控制。能够解决现有的双向DC‑DC变换器在进行源状态和载状态的切换时出现短暂电流跳变和不连贯，并且电流和功率的控制范围存在盲区，切换控制时的响应速度慢的问题。
Description
技术领域
本发明涉及双向变换器控制领域，特别涉及一种双向变换器的源载无缝切换方法、装置、设备及介质。
背景技术
双向DC-DC变换器是一种利用电力电子技术对两个直流系统进行桥接和能量变换传输的设备，广泛应用于新能源、建筑节能、工业电源等领域。它有A、B两个端口，能量不仅能从A端口流向B端口，也可以从B端口流向A端口。通常指定电流方向从A流向B时，视为源状态，从B流向A时视为载状态。
双向DC-DC变换器具备恒压CV、恒流CC和恒功率CP控制功能。双向DC-DC变换器的典型的控制方法是多环竞争策略，即设置三个独立并行的环路，分别是电压环、电流环和功率环，当双向DC-DC变换器工作在源状态时，三个控制环路为电压环、源电流环和源功率环，三个环路同时工作，此时取三个环路输出值的最小者用作控制量，即“谁小谁控”原则。当双向DC-DC变换器工作在载状态时，三个控制环路为电压环、载电流环和载功率环，三个环路同时工作，此时取电压环、载电流环、载功率环三个环路输出值的最大者用作控制量，即“谁大谁控”原则，因为在源状态时，电流的符号为正，而在载状态时，电流的符号为负。
在双向DC-DC变换器中，需要进行源状态和载状态之间的切换，传统方法是根据电流方向判断出双向DC-DC变换器是工作在源状态还是载状态，如果在源状态，就取用电压环、源电流环、源功率环三者的输出值的最小者用作控制量；如果在载状态，就取用电压环、载功率环、载功率环三者的输出值的最大者用作控制量。然而采用这种方式进行源状态和载状态之间的切换时，存在以下问题：1、切换过程中会发生电压电流跳动、不连贯的问题，特别是当电流流向反复变化、或在低压大电流时，问题更加严重。2、在工程应用中，电流的采样必然存在误差，可能是正误差，也可能是负误差，出于系统稳定工作的考虑，电流流向判别就不得不增加滞回，也就是判断电流为正方向的门槛和判断电流为反方向的门槛不能同时取零，或者都不能取零，这两之间的差值就是控制盲区。控制盲区带来的影响就是正电流与负电流的控制范围至少有一个到不了零，甚至两个都到不了零，正功率和负功率同理。3、切换控制时的响应速度慢。
综上，现有的双向DC-DC变换器在进行源状态和载状态的切换时会出现短暂电流跳变和不连贯，并且电流和功率的控制范围存在盲区，切换控制时的响应速度慢。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一。为此，本发明提出一种双向变换器的源载无缝切换方法、装置、设备及介质，能够解决现有的双向DC-DC变换器在进行源状态和载状态的切换时出现短暂电流跳变和不连贯，并且电流和功率的控制范围存在盲区，切换控制时的响应速度慢的问题。
根据本发明第一方面实施例的双向变换器的源载无缝切换方法，应用于双向DC-DC变换器，双向DC-DC变换器的控制环路包括电压环、源电流环、源功率环、载电流环和载功率环，包括以下步骤：
获取第一合集S，所述第一合集S的元素包括源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，对第一合集S中的元素进行比较，找出第一合集S中的控制量最小值Smin；
获取第二合集L，所述第二合集L的元素包括载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，对第二合集L中的元素进行比较，找出第二合集L中的控制量最大值Lmax；
获取电压环的控制量输出值Vloop；
将第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop进行比较，根据环路控制选择算法选择其中的一项控制量作为双向DC-DC变换器的实际控制量。
根据本发明第一方面实施例的双向变换器的源载无缝切换方法，至少具有如下有益效果：
本发明首先比较源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，获取第一合集S中的控制量最小值Smin，然后比较载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，获取第二合集L中的控制量最大值Lmax，最后比较第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop，根据环路控制选择算法选择三者中的其中的一项控制量作为实际控制量对双向DC-DC变换器进行控制。
本发明可以实现双向DC-DC变换器的源状态和载状态之间的无缝平滑切换，本发明在切换时不依赖电流的方向，而是通过控制环路输出值大小的相对关系来进行切换控制，控制环路输出值大小的相对关系是一种直接量，而电流的方向是一种间接量，因此依据直接量进行切换判断可以精准掌握切换的时机， 从而实现无缝切换，此外正是因为源状态和载状态的控制环路的切换不依赖于电流的方向，电流和功率的控制范围不存在盲区，无论是正电流，负电流，还是正功率、负功率，控制范围都可以到达零，可以减少电流在过零点附近时的切环次数。本发明采用并行式多环竞争环路结构，将电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环这五个环路并行竞争，任一环路的地位和作用都是相等的，控制响应速度快。
根据本发明的一些实施例，根据环路控制选择算法选择其中的一项控制量作为双向DC-DC变换器的实际控制量的具体步骤为：
若Smin≥Vloop≥Lmax，则选择电压环的控制量输出值Vloop作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Smin≥Lmax≥Vloop，则选择第二合集L中的控制量最大值Lmax作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Vloop≥Smin≥Lmax，则选择第一合集S中的控制量最小值Smin作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Vloop≥Lmax≥Smin，则选择第一合集S中的控制量最小值Smin作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Lmax≥Smin≥Vloop，则选择第二合集L中的控制量最大值Lmax作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出。
根据本发明的一些实施例，将第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop进行比较步骤中，若Lmax＞Vloop＞Smin，则输出报错信号。
根据本发明的一些实施例，还包括停机步骤，当输出报错信号时，停止双向DC-DC变换器的工作。
根据本发明的一些实施例，所述获取第一合集S，所述第一合集S的元素包括源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值步骤中，获取源电流环的控制量输出值的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的源电流设定值和电流反馈值，根据源电流设定值和电流反馈值获得第一误差信号；
对第一误差信号进行PI运算，得到源电流环的初始控制量；
对源电流环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到源电流环的控制量输出值；
获取源功率环的控制量输出值的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的源功率设定值和功率反馈值，根据源功率设定值和功率反馈值获得第二误差信号；
对第二误差信号进行PI运算，得到源功率环的初始控制量；
对源功率环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到源功率环的控制量输出值。
根据本发明的一些实施例，所述获取第二合集L，所述第二合集L的元素包括载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值步骤中，获取载电流环的控制量输出值的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的载电流设定值和电流反馈值，根据载电流设定值和电流反馈值获得第三误差信号；
对第三误差信号进行PI运算，得到载电流环的初始控制量；
对载电流环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到载电流环的控制量输出值；
获取载功率环的控制量输出值的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的载功率设定值和功率反馈值，根据载功率设定值和功率反馈值获得第四误差信号；
对第四误差信号进行PI运算，得到载功率环的初始控制量；
对载功率环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到载功率环的控制量输出值。
根据本发明的一些实施例，所述获取电压环的控制量输出值Vloop的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的电压设定值和电压反馈值，根据电压设定值和电压反馈值获得第五误差信号；
对第五误差信号进行PI运算，得到电压环的初始控制量；
对电压环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到电压环的控制量输出值。
根据本发明第二方面实施例的电源装置，包括双向DC-DC变换器，所述双向DC-DC变换器内设置有电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环和环路选择器，所述电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环分别连接所述环路选择器的一个输入端，所述环路选择器通过上述的方法实现双向DC-DC变换器的控制。
根据本发明第二方面实施例的电源装置，至少具有如下有益效果：
本发明首先比较源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，获取第一合集S中的控制量最小值Smin，然后比较载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，获取第二合集L中的控制量最大值Lmax，最后比较第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop，根据环路控制选择算法选择三者中的其中的一项控制量作为实际控制量对双向DC-DC变换器进行控制。
本发明可以实现双向DC-DC变换器的源状态和载状态之间的无缝平滑切换，本发明在切换时不依赖电流的方向，而是通过控制环路输出值大小的相对关系来进行切换控制，控制环路输出值大小的相对关系是一种直接量，而电流的方向是一种间接量，因此依据直接量进行切换判断可以精准掌握切换的时机， 从而实现无缝切换，此外正是因为源状态和载状态的控制环路的切换不依赖于电流的方向，电流和功率的控制范围不存在盲区，无论是正电流，负电流，还是正功率、负功率，控制范围都可以到达零，可以减少电流在过零点附近时的切环次数。本发明采用并行式多环竞争环路结构，将电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环这五个环路并行竞争，任一环路的地位和作用都是相等的，控制响应速度快。
根据本发明第三方面实施例的电子设备，所述电子设备包括存储器、处理器、存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的程序以及用于实现所述处理器和所述存储器之间的连接通信的数据总线，所述程序被所述处理器执行时实现如上述的方法的步骤。
根据本发明第三方面实施例的电子设备，至少具有如下有益效果：
本发明首先比较源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，获取第一合集S中的控制量最小值Smin，然后比较载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，获取第二合集L中的控制量最大值Lmax，最后比较第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop，根据环路控制选择算法选择三者中的其中的一项控制量作为实际控制量对双向DC-DC变换器进行控制。
本发明可以实现双向DC-DC变换器的源状态和载状态之间的无缝平滑切换，本发明在切换时不依赖电流的方向，而是通过控制环路输出值大小的相对关系来进行切换控制，控制环路输出值大小的相对关系是一种直接量，而电流的方向是一种间接量，因此依据直接量进行切换判断可以精准掌握切换的时机， 从而实现无缝切换，此外正是因为源状态和载状态的控制环路的切换不依赖于电流的方向，电流和功率的控制范围不存在盲区，无论是正电流，负电流，还是正功率、负功率，控制范围都可以到达零，可以减少电流在过零点附近时的切环次数。本发明采用并行式多环竞争环路结构，将电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环这五个环路并行竞争，任一环路的地位和作用都是相等的，控制响应速度快。
根据本发明第四方面实施例的存储介质，所述存储介质为计算机可读存储介质，用于计算机可读存储，所述存储介质存储有一个或者多个程序，所述一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行，以实现上述的方法的步骤。
根据本发明第四方面实施例的存储介质，至少具有如下有益效果：
本发明首先比较源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，获取第一合集S中的控制量最小值Smin，然后比较载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，获取第二合集L中的控制量最大值Lmax，最后比较第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop，根据环路控制选择算法选择三者中的其中的一项控制量作为实际控制量对双向DC-DC变换器进行控制。
本发明可以实现双向DC-DC变换器的源状态和载状态之间的无缝平滑切换，本发明在切换时不依赖电流的方向，而是通过控制环路输出值大小的相对关系来进行切换控制，控制环路输出值大小的相对关系是一种直接量，而电流的方向是一种间接量，因此依据直接量进行切换判断可以精准掌握切换的时机，从而实现无缝切换，此外正是因为源状态和载状态的控制环路的切换不依赖于电流的方向，电流和功率的控制范围不存在盲区，无论是正电流，负电流，还是正功率、负功率，控制范围都可以到达零，可以减少电流在过零点附近时的切环次数。本发明采用并行式多环竞争环路结构，将电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环这五个环路并行竞争，任一环路的地位和作用都是相等的，控制响应速度快。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明做进一步的说明，其中：
图1为双向DC-DC变换器的电路拓扑图；
图2为本发明实施例中双向变换器的源载无缝切换方法的流程图；
图3为本发明实施例中控制环路的多环并行结构示意图；
图4为本发明实施例中电流从正变负时的电压电路波形图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，涉及到方位描述，例如上、下等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，多个指的是两个以上。如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。
本发明的描述中，除非另有明确的限定，设置、安装、连接等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本发明中的具体含义。
本发明应用于双向DC-DC变换器，首先介绍一下双向DC-DC变换器的工作原理，参照图1所示，为一种常见的双向DC-DC电路拓扑结构，指定图中能量从左流向右边的方向为正方向，对应源状态，此时，电路工作在降压模式；指定图中能量从右到左的方向为负方向，对应载状态，此时，电路工作在升压模式。需要说明的是，在这种拓扑中，电压v1和v2的极性不会发生变化，且恒有v1大于v2，能量的双向流动靠的是改变电流i1和i2的流动方向。
图1中开关管VT1和开关管VT2是全控型器件，靠PWM脉宽信号进行控制，PWM为高时，管子导通，PWM为低时，管子关断。为了实现能量的双向自由流动，需要让开关管VT1和开关管VT2的PWM信号互补，如果驱动VT1的PWM的占空比为D，则驱动VT2的PWM的占空比就为1-D。无论工作在降压模式，还是升压模式，恒有v2=v1*D成立。
控制环路输出的控制量与三角波载波信号比较得到PWM信号，通过PWM信号来控制开关管VT1和开关管VT2，不同控制量得到的PWM的占空比也就不同，从而改变双向DC-DC变换器的电压或电流。
应能理解的是，双向DC-DC变换器的能量流动方向取决于设定电压和实际电压的大小关系。当设定的端口电压大于该端口的实际电压时，能量就从该端口流出，反之流入。
参考图2所示，一种双向变换器的源载无缝切换方法，应用于双向DC-DC变换器，双向DC-DC变换器的控制环路包括电压环、源电流环、源功率环、载电流环和载功率环，包括以下步骤：
S100、获取第一合集S（Source），第一合集S的元素包括源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，对第一合集S中的元素进行比较，找出第一合集S中的控制量最小值Smin；
应能理解的是，获取第一合集S指的是分别获取源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，然后将这两者进行比较，因为变换器为源状态时环路选择采用“谁小谁控”的原则，所以对于第一合集S，需要找出其中的最小值Smin，即源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值中较小的那个。
应能理解的是，电流环的输出值不是输出电流，功率环的输出值也不是输出功率。他们的输出值都是控制量，即PWM占空比。
下面说明源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值的计算过程。
源电流环的控制量输出值的计算过程为：
S101、获取双向DC-DC变换器的源电流设定值和电流反馈值，根据源电流设定值和电流反馈值获得第一误差信号；
S102、对第一误差信号进行PI运算，得到源电流环的初始控制量；
S103、对源电流环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到源电流环的控制量输出值。
源功率环的控制量输出值的计算过程为：
S111、获取双向DC-DC变换器的源功率设定值和功率反馈值，根据源功率设定值和功率反馈值获得第二误差信号；
S112、对第二误差信号进行PI运算，得到源功率环的初始控制量；
S113、对源功率环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到源功率环的控制量输出值。
S200、获取第二合集L（Load），第二合集L的元素包括载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，对第二合集L中的元素进行比较，找出第二合集L中的控制量最大值Lmax；
应能理解的是，获取第二合集L指的是分别获取载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，然后将这两者进行比较，因为变换器为载状态时环路选择采用“谁大谁控”的原则，所以对于第二合集L，需要找出其中的最大值Lmax，即载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值中较大的那个。
下面说明载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值的计算过程。
载电流环的控制量输出值的计算过程为：
S201、获取双向DC-DC变换器的载电流设定值和电流反馈值，根据载电流设定值和电流反馈值获得第三误差信号；
S202、对第三误差信号进行PI运算，得到载电流环的初始控制量；
S203、对载电流环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到载电流环的控制量输出值；
载功率环的控制量输出值的计算过程为：
S211、获取双向DC-DC变换器的载功率设定值和功率反馈值，根据载功率设定值和功率反馈值获得第四误差信号；
S212、对第四误差信号进行PI运算，得到载功率环的初始控制量；
S213、对载功率环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到载功率环的控制量输出值。
S300、获取电压环的控制量输出值Vloop；
应能理解的是，本实施例中电压环、源电流环、源功率环、载电流环和载功率环这五个控制环路的控制量输出值的计算方式都相同，下面以电压环的控制量输出值Vloop为例介绍详细的计算过程：
参考图3所示，S301、首先获取双向DC-DC变换器的电压设定值Ref(k)和电压反馈值Y(k)，根据电压设定值Ref(k)和电压反馈值Y(k)获得第五误差信号E(k)，k表示采样点；
具体的，第五误差信号E(k)的计算公式为
S302、对第五误差信号E进行PI运算，得到电压环的初始控制量；
其中，PI运算有增量式和位置式两种方式，本实施例中采用增量式PI运算，具体如下；
首先计算控制增量，公式如下:
其中，Kp为比例系数，Ki为积分系数, E(k)表示本次采样点的第五误差信号，E(k-1)表示上次采样点的第五误差信号。
然后计算初始控制量，公式如下:
应能理解的是，U(k)表示本次采样点的控制量，U(k-1)表示上次采样点的控制量。
S303、对电压环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到电压环的控制量输出值。
具体的，对电压环的初始控制量进行限幅的具体步骤为：首先设置Hlim、Llim两个限值，Hlim为上限值，Llim为下限值。初始控制量U(k)若大于Hlim，则强制让初始控制量U(k)等于Hlim。反之，如若初始控制量U(k)小于Llim，则强制让初始控制量U(k)等于Llim，如果初始控制量在Hlim-Llim之间则直接输出。
将限幅后的初始控制量进行归一化处理，公式如下：
其中，U’(k)为电压环的控制量输出值，归一化后，U’(k)的范围为[0,1]。
应能理解的是，限幅的目的是把控制量限制在后续的执行机构可接受的范围内，归一化是为了便于比较，本发明中执行机构只有一套，因此也可以不进行归一化，因为就算不做归一化，各个环路的控制量经过限幅后的尺度都是一样，都是在[Llim,Hlim]之内。
S400、将第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop进行比较，根据环路控制选择算法选择其中的一项控制量作为双向DC-DC变换器的实际控制量。
具体的，通过环路控制选择算法对Vloop、Smin、Lmax三者作比较，一共有六种状态，具体如下：
若Smin≥Vloop≥Lmax，则选择电压环的控制量输出值Vloop作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Smin≥Lmax≥Vloop，则选择第二合集L中的控制量最大值Lmax作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Vloop≥Smin≥Lmax，则选择第一合集S中的控制量最小值Smin作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Vloop≥Lmax≥Smin，则选择第一合集S中的控制量最小值Smin作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Lmax≥Smin≥Vloop，则选择第二合集L中的控制量最大值Lmax作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出。
若Lmax＞Vloop＞Smin，则输出报错信号。
下面说明环路控制选择算法的选择原理：
双向DC-DC变换器中每个控制环路都时刻在工作，但同一时间只有一个控制环路生效，哪个环路生效，双向DC-DC变换器就工作在对应的模式下。环路输出值的大小变化更迭，能够预示或表征工作状态和工作模式的变化，此时，在控制量的选择上，就要及时跟进切换，否则就无法正常工作。
对于Smin和Vloop，遵循的是谁小谁生效的原则，而对于Lmax和Vloop之间，遵循的是谁大谁生效的原则。控制环路的比较一共分为六种状态，具体如下：
第一种状态：当Smin≥Vloop≥Lmax时，Vloop比Smin小，Vloop比Lmax大，则Smin与Vloop相比，生效的是Vloop；Lmax与Vloop相比，生效的也是Vloop，所以选择电压环的控制量输出值Vloop作为实际控制量。
第二种状态：Smin≥Lmax≥Vloop，Vloop比Smin小，Lmax比Vloop大，则Smin与Vloop相比，生效的是Vloop；Lmax再与Vloop相比，生效的是Lmax，所以选择第二合集L中的控制量最大值Lmax作为实际控制量。
第三种状态：Vloop≥Smin≥Lmax，Smin比Vloop小，Vloop比Lmax大，则Lmax与Vloop相比，生效的是Vloop；Smin再与Vloop相比，生效的是Smin，所以选择第一合集S中的控制量最小值Smin作为实际控制量。
第四种状态：Vloop≥Lmax≥Smin，Smin比Vloop小，Vloop比Lmax大，则Lmax与Vloop相比，生效的是Vloop；Smin再与Vloop相比，生效的是Smin，所以选择第一合集S中的控制量最小值Smin作为实际控制量。
第五种状态：Lmax≥Smin≥Vloop，Vloop比Smin小，Lmax比Vloop大，则Smin与Vloop相比，生效的是Vloop；Vloop再与Lmax相比，生效的是Lmax，所以选择第二合集L中的控制量最大值Lmax作为实际控制量。
第六种状态：Lmax＞Vloop＞Smin，Smin比Vloop小，Lmax比Vloop大，这意味着没有明确的状态，无法区分是源是载。需要说明的是，在实际中，这种状态是不会发生的，除非程序代码编写错误或硬件设计出错，如果一旦发生，就可以输出报错信号，触发报警保护停机。因此本申请中还包括停机步骤，当输出报错信号时，立即停止双向DC-DC变换器的工作。
需要说明的是，实际工程应用中，变换器在稳态状态下会处于上述第一种、第二种和第三种状态，即Smin≥Vloop≥Lmax、Smin≥Lmax≥Vloop和Vloop≥Smin≥Lmax这三种状态之一，稳态状态即一直稳定工作在某个控制环路的状态。上述第四种状态Vloop≥Lmax≥Smin，第五种状态Lmax≥Smin≥Vloop只会发生在变换器处于动态或瞬态的状态下，第四种和第五种只是一种过渡状态，比如在切环时变换器先进入第四种或第五种状态，然后再进入到第一至第三种状态。
需要说明的是，虽然本申请的方法涉及六种运行状态，似乎环路切换得更加频繁了。但实际上，采用本方法进行双向DC-DC变换器的环路控制，其切环次数并不会比传统方法多，反而有所减少，因为可以减少电流在过零点附近时出现的切环次数。
综上，本发明可以实现源、载之间的无缝平滑切换，避免了源/载切换时出现的电压电流跳变、不连贯的问题。因为源、载之间的控制环路切换不依赖于电流的方向，而是依赖的控制环路输出值大小的相对关系，后者是一种直接量，前者只是间接量，依据直接量进行切环判断的时机是精准的，控制量是得当的。也正是因为源和载控制环路的切换不依赖于电流的方向，电流和功率的控制范围不存在盲区，无论是正电流，负电流，还是正功率、负功率，控制范围都可以到达零。此外，本发明方法不依赖于电流的方向，对于数字式电源可以简化程序设计的复杂度，对于模拟式电源可以或者简化模拟电路的设计复杂度。
参考图4所示，图中示出了电流从正变负时的电压电路波形图。可以看出无论是电流还是电压，都没有跳变，也很平滑，实现了真正意义上的无缝切换。
参考图3所示，本发明还涉及一种电源装置，包括双向DC-DC变换器，双向DC-DC变换器内设置有电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环和环路选择器，电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环分别连接环路选择器的一个输入端，环路选择器通过上述实施例的方法实现双向DC-DC变换器的控制。本申请的电源装置与常规电源装置的区别在于环路选择器的选择，传统的环路选择器是根据电流方向判断出电路工作在源状态还是载状态，如果是源状态，就取用电压环、源电流环、源功率环三者的输出值的最小者用作控制量；如果在载状态，就取用电压环、载功率环、载功率环三者的输出值的最大者用作控制量。本申请中的环路选择器不与电流相关，其采用一体化设计，根据五个环路的输出值的相对关系，选出某一个环路的输出值用作控制量。
本发明的装置中控制环路采用多环并行结构，电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环等五个环路同时存在，并行工作。任一环路的地位和作用都是相等的，控制响应速度快。
本发明还涉及一种电子设备，电子设备包括存储器、处理器、存储在存储器上并可在处理器上运行的程序以及用于实现处理器和存储器之间的连接通信的数据总线，程序被处理器执行时实现如上述方法的步骤。
在实现过程中，上述方法的各步骤可以通过处理器中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的计算机程序或指令完成。结合本申请实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件处理器执行完成，或者用处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器，处理器读取存储器中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。为避免重复，这里不再详细描述。
应注意，本申请实施例中的处理器可以是一种集成电路芯片，具有信号的处理能力。在实现过程中，上述方法实施例的各步骤可以通过处理器中的硬件的集成逻辑电路或者软件形式的计算机程序或指令完成。上述的处理器可以是通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。可以实现或者执行本申请实施例中的公开的各方法、步骤及逻辑框图。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等。结合本申请实施例所公开的方法的步骤可以直接体现为硬件译码处理器执行完成，或者用译码处理器中的硬件及软件模块组合执行完成。软件模块可以位于随机存储器，闪存、只读存储器，可编程只读存储器或者电可擦写可编程存储器、寄存器等本领域成熟的存储介质中。该存储介质位于存储器，处理器读取存储器中的信息，结合其硬件完成上述方法的步骤。
可以理解，本申请实施例中的存储器可以是易失性存储器或非易失性存储器，或可包括易失性和非易失性存储器两者。其中，非易失性存储器可以是只读存储器(read-only memory，ROM)、可编程只读存储器(programmableROM，PROM)、可擦除可编程只读存储器(erasablePROM，EPROM)、电可擦除可编程只读存储器(electricallyEPROM，EEPROM)或闪存。易失性存储器可以是随机存取存储器(randomaccessmemory，RAM)，其用作外部高速缓存。通过示例性但不是限制性说明，许多形式的RAM可用，例如静态随机存取存储器(staticRAM，SRAM)、动态随机存取存储器(dynamicRAM，DRAM)、同步动态随机存取存储器(synchronousDRAM，SDRAM)、双倍数据速率同步动态随机存取存储器(doubledatarateSDRAM，DDRSDRAM)、增强型同步动态随机存取存储器(enhancedSDRAM，ESDRAM)、同步连接动态随机存取存储器(synchlinkDRAM，SLDRAM)和直接内存总线随机存取存储器(directrambusRAM，DRRAM)。应注意，本文描述的存储器旨在包括但不限于这些和任意其它适合类型的存储器。
本发明还涉及一种存储介质，存储介质为计算机可读存储介质，用于计算机可读存储，存储介质存储有一个或者多个程序，一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行，以实现上述实施例中方法的步骤。
在实现过程中，该计算机可读存储介质存储有计算机程序或指令，该计算机程序或指令被一个或多个控制处理器执行，比如，被上述电子设备中的处理器执行，当被该处理器执行时实现本申请实施例提供的一种跨时区培训考勤方法。
本实施例提供的装置、电子设备、计算机可读存储介质均用于执行上文所提供的对应的方法，因此，其所能达到的有益效果可参考上文所提供的对应的方法中的有益效果，此处不再赘述。
上面结合附图对本发明实施例作了详细说明，但是本发明不限于上述实施例，在所属技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。
Claims (10)
1.一种双向变换器的源载无缝切换方法，应用于双向DC-DC变换器，双向DC-DC变换器的控制环路包括电压环、源电流环、源功率环、载电流环和载功率环，其特征在于，包括以下步骤：
获取第一合集S，所述第一合集S的元素包括源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值，对第一合集S中的元素进行比较，找出第一合集S中的控制量最小值Smin；
获取第二合集L，所述第二合集L的元素包括载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值，对第二合集L中的元素进行比较，找出第二合集L中的控制量最大值Lmax；
获取电压环的控制量输出值Vloop；
将第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop进行比较，根据环路控制选择算法选择其中的一项控制量作为双向DC-DC变换器的实际控制量。
2.根据权利要求1所述的双向变换器的源载无缝切换方法，其特征在于，根据环路控制选择算法选择其中的一项控制量作为双向DC-DC变换器的实际控制量的具体步骤为：
若Smin≥Vloop≥Lmax，则选择电压环的控制量输出值Vloop作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Smin≥Lmax≥Vloop，则选择第二合集L中的控制量最大值Lmax作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Vloop≥Smin≥Lmax，则选择第一合集S中的控制量最小值Smin作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Vloop≥Lmax≥Smin，则选择第一合集S中的控制量最小值Smin作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出；
若Lmax≥Smin≥Vloop，则选择第二合集L中的控制量最大值Lmax作为双向DC-DC变换器的实际控制量输出。
3.根据权利要求1所述的双向变换器的源载无缝切换方法，其特征在于，将第一合集S中的控制量最小值Smin、第二合集L中的控制量最大值Lmax和电压环的控制量输出值Vloop进行比较步骤中，若Lmax＞Vloop＞Smin，则输出报错信号。
4.根据权利要求3所述的双向变换器的源载无缝切换方法，其特征在于，还包括停机步骤，当输出报错信号时，停止双向DC-DC变换器的工作。
5.根据权利要求1所述的双向变换器的源载无缝切换方法，其特征在于，所述获取第一合集S，所述第一合集S的元素包括源电流环的控制量输出值和源功率环的控制量输出值步骤中，获取源电流环的控制量输出值的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的源电流设定值和电流反馈值，根据源电流设定值和电流反馈值获得第一误差信号；
对第一误差信号进行PI运算，得到源电流环的初始控制量；
对源电流环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到源电流环的控制量输出值；
获取源功率环的控制量输出值的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的源功率设定值和功率反馈值，根据源功率设定值和功率反馈值获得第二误差信号；
对第二误差信号进行PI运算，得到源功率环的初始控制量；
对源功率环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到源功率环的控制量输出值。
6.根据权利要求1所述的双向变换器的源载无缝切换方法，其特征在于，所述获取第二合集L，所述第二合集L的元素包括载电流环的控制量输出值和载功率环的控制量输出值步骤中，获取载电流环的控制量输出值的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的载电流设定值和电流反馈值，根据载电流设定值和电流反馈值获得第三误差信号；
对第三误差信号进行PI运算，得到载电流环的初始控制量；
对载电流环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到载电流环的控制量输出值；
获取载功率环的控制量输出值的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的载功率设定值和功率反馈值，根据载功率设定值和功率反馈值获得第四误差信号；
对第四误差信号进行PI运算，得到载功率环的初始控制量；
对载功率环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到载功率环的控制量输出值。
7.根据权利要求1所述的双向变换器的源载无缝切换方法，其特征在于，所述获取电压环的控制量输出值Vloop的具体步骤为：
获取双向DC-DC变换器的电压设定值和电压反馈值，根据电压设定值和电压反馈值获得第五误差信号；
对第五误差信号进行PI运算，得到电压环的初始控制量；
对电压环的初始控制量进行限幅和归一化处理，得到电压环的控制量输出值。
8.一种电源装置，其特征在于，包括双向DC-DC变换器，所述双向DC-DC变换器内设置有电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环和环路选择器，所述电压环、源电流环、源功率环、载电流环、载功率环分别连接所述环路选择器的一个输入端，所述环路选择器通过权利要求1至7中任一项所述的方法实现双向DC-DC变换器的控制。
9.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括存储器、处理器、存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的程序以及用于实现所述处理器和所述存储器之间的连接通信的数据总线，所述程序被所述处理器执行时实现如权利要求1至7任一项所述的方法的步骤。
10.一种存储介质，所述存储介质为计算机可读存储介质，用于计算机可读存储，其特征在于，所述存储介质存储有一个或者多个程序，所述一个或者多个程序可被一个或者多个处理器执行，以实现权利要求1至7中任一项所述的方法的步骤。
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