CN102185479A - 一种双输入Buck变换器的单周期控制电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双输入Buck变换器的单周期控制电路及其控制方法，属于电力变换器控制领域。该控制电路包括第一、第二单周期控制器以及模式切换电路，第一单周期控制器对第一输入源的输入电流进行采样控制，第二单周期控制器对变换器中串接的续流二极管两端的电压进行采样控制，两个单周期控制器均包括反向器、反向积分器、比较器、复位开关和RS触发器，第二单周期控制器还包括输出电压调节器，模式切换电路由迟滞比较器和模拟选通开关构成。本发明能够在一个开关周期内使受控量的平均值跟踪基准值，从而能够在单个周期内抑制输入电压和负载的扰动，使变换器在相应工作模式间平滑切换。

Description

一种双输入Buck变换器的单周期控制电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种变换器的控制电路，尤其涉及一种双输入Buck变换器的单周期控制电路及其解耦控制方法，属于新能源供电系统中的电力变换器控制领域。

背景技术

能源是社会发展的重要物质基础，随着全球经济的飞速发展，化石能源被大量开采利用，与此同时，化石能源消耗所造成的环境污染严重威胁着人类的生存环境。为了人类的可持续发展，人们正在致力于寻找新的替代能源。可再生能源具有储量大、可持续利用、污染小等优点而受到广泛地关注。目前，应用较多的有光伏发电、风力发电、地热发电等，但其电力供应均存在间歇性和随机性等缺点，因此需要采用多种能源联合供电系统。

在基于直流母线的可再生能源联合供电系统中，采用多输入直流变换器(Multiple-Input DC-DC Converter，MIC)代替传统的多个单输入直流变换器，可以简化电路结构，降低系统成本。MIC是一种将多个输入源联合起来向单个负载供电的变换器，由于存在多个输入源，所以需要进行能量管理，在保证输出电压稳定的同时，实现各输入源输入功率的合理分配，因此MIC的控制系统通常包含一个输出电压环和多个电流环。其中，输出电压环用来调节输出电压，而多个电流环分别控制各个输入源的输入电流从而控制其输入功率。根据可再生能源供电状态以及负载条件的不同，控制系统通常存在多个工作模式，以实现可再生能源的优先利用。由于MIC中各个输入源共用输出滤波器等元件，当多个输入源同时向负载供电时，这些闭环之间存在相互耦合，使得闭环调节器的设计比较复杂。

解耦法是设计耦合控制系统的一种有效方法。通过在控制回路中增加解耦矩阵，将原耦合系统的传递函数矩阵化为对角阵的形式，使每一个输出只受到一个输入的作用。解耦矩阵是该对角阵与原系统传递函数矩阵的逆的乘积，与原系统传递函数矩阵有关。由于MIC存在多个工作模式，在不同的工作模式下，系统的传递函数矩阵各不相同，因此其解耦矩阵也不相同。即使在同一个工作模式下，当输入源电压和负载变化时，传递函数矩阵的系数也会发生变化，解耦矩阵的系数需要相应调整。因此，解耦矩阵的实现是比较困难的。

由于可再生能源易受环境影响，输出电压和功率波动较为频繁，因此在可再生能源联合供电系统的应用场合，更加需要提高多输入变换器的动态性能，以实现对输入扰动的抑制，为用户提供高质量的电能。因此需要寻求新的控制技术以简化这种多模式的耦合控制系统的闭环设计，并提高变换器的稳态和动态性能。

发明内容

本发明针对现有的多输入变换器控制技术存在的不足，而提出一种双输入Buck变换器的单周期控制电路及其解耦控制方法。

该单周期控制电路控制的双输入Buck变换器的结构包括第一和第二输入源、第一和第二开关管、第一和第二续流二极管、滤波电感、滤波电容、滤波电容等效串联电阻及负载，其中：第一输入源的正极连接第一开关管的漏极，第二输入源的负极连接第二开关管的源极，第一开关管的源极分别连接第一续流二极管的阴极和滤波电感的一端，滤波电感的另一端分别连接滤波电容等效串联电阻的一端和负载的一端，滤波电容等效串联电阻的另一端通过滤波电容分别连接第二开关管的漏极、第二续流二极管的阳极和负载的另一端，第二续流二极管的阴极分别连接第一续流二极管的阳极、第一输入源的负极和第二输入源的正极；

令第一开关管与第一续流二极管的连接点为A点，令第二开关管与第二续流二极管的连接点为B点；

该单周期控制电路包括第一、第二单周期控制器以及模式切换电路，其中：第一单周期控制器包括第一反向器、第一反向积分器、第一复位开关、第一比较器和第一RS触发器，第一输入源的输入电流采样依次通过第一反向器、第一反向积分器后连入第一比较器的同相端，第一比较器的反相端接入输入电流基准，第一比较器的输出连入第一RS触发器的R端，第一RS触发器的S端接入第一时钟，第一复位开关并联在第一反向积分器上，第一RS触发器的

端的输出作为第一复位开关的控制信号；第二单周期控制器包括第二反向器、第二反向积分器、第二复位开关、第二比较器、第二RS触发器和输出电压调节器，AB两点间电压采样依次通过第二反向器、第二反向积分器后连入第二比较器的同相端，将输出电压采样和输出电压基准通过输出电压调节器得到的AB两点间电压基准连入第二比较器的反相端，第二复位开关并联在第二反向积分器上，第二比较器的输出作为第二复位开关的控制信号并连入第二RS触发器的R端，第二RS触发器的S端接入第二时钟；模式切换电路包括迟滞比较器和模拟选通开关，模拟选通开关的AX通道接入第一RS触发器的Q端的输出，模拟选通开关的AY和BX通道接入第二RS触发器的Q端的输出，模拟选通开关的BY通道接地，迟滞比较器的输入连接输出电压调节器的输出，迟滞比较器输出模式切换使能信号到模拟选通开关的使能端，模拟选通开关输出第一和第二开关管的驱动信号。

上述单周期控制电路的控制方法包括第一单周期控制器控制方法、第二单周期控制器控制方法及模式切换电路控制方法，具体内容如下：

(1)第一单周期控制器控制方法：

在第一时钟的上升沿开通第一开关管，第一输入源的输入电流采样依次通过第一反向器、第一反向积分器后得到电流积分量，当电流积分量达到输入电流基准时，第一比较器的输出变为高电平，使第一RS触发器复位，第一RS触发器的Q端输出低电平，关断第一开关管，同时第一RS触发器的

端输出高电平，使第一复位开关闭合，将电流积分量复位为0，直至下一个时钟脉冲的到来；

(2)第二单周期控制器控制方法：

在第二时钟的上升沿开通第二开关管，AB两点间电压采样依次通过第二反向器、第二反向积分器后得到电压积分量，输出电压采样和输出电压基准通过输出电压调节器得到AB两点间电压基准，当电压积分量达到AB两点间电压基准时，第二比较器的输出变为高电平，使第二RS触发器复位，第二RS触发器的Q端输出低电平，关断第二开关管，同时第二比较器的输出使第二复位开关闭合，第二反向积分器中的积分电容电压复位，在该积分电容电压复位时，电压积分量低于AB两点间电压基准，第二比较器的输出马上跳回低电平，第二反向积分器开始下一开关周期的积分；

(3)模式切换电路控制方法：

工作模式I：当迟滞比较器输出的模式切换使能信号为低电平时，第一开关管由第一单周期控制器控制，第二开关管由第二单周期控制器控制；

工作模式II：当迟滞比较器输出的模式切换使能信号为高电平时，第一开关管由第二单周期控制器控制，第二开关管的驱动信号为低电平，即第二开关管关断。

所述第一单周期控制器控制方法与第二单周期控制器控制方法同时进行。

技术效果：

1)闭环的动态响应快，能够在单个周期内抑制输入电压和负载的扰动。

2)消除了两个环路之间的相互耦合，而且不需要电流调节器；由于输出电压环在两个工作模式下的设计条件相同，故大大简化了输出电压调节器的设计。

3)使变换器能够根据可再生能源的最大输出功率和负载功率的关系，在相应的工作模式之间平滑切换。

4)采用改进的双沿调制单周期控制器可以大大减小电感电流纹波，进一步提高变换器的动态响应和功率密度。

附图说明

图1为双输入Buck变换器的电路原理图。

图2为本发明单周期控制电路的结构原理图。

图3为本发明中两个单周期控制器的主要波形图，图中：(a)为d_y1＜d_y2时的波形图；(b)为d_y1＞d_y2时的波形图。

图4为迟滞比较器的传输特性图。

图5为本发明模式切换的主要波形图。

图6为驱动信号相位差与电感电流脉动的关系图。

图7为交错双沿调制方式的主要波形图。

图8为单周期控制的前沿调制工作波形图。

图9为改进的双沿调制单周期控制电路的结构原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明。

本发明所控制的双输入Buck变换器的电路结构如图1所示，包括第一和第二输入源V_in1、V_in2、第一和第二开关管Q₁、Q₂、第一和第二续流二极管D₁、D₂、滤波电感L_f、滤波电容C_f、滤波电容等效串联电阻R_Cf及负载R_Ld，其中：第一输入源V_in1的正极连接第一开关管Q₁的漏极，第二输入源V_in2的负极连接第二开关管Q₂的源极，第一开关管Q₁的源极分别连接第一续流二极管D₁的阴极和滤波电感L_f的一端，滤波电感L_f的另一端分别连接滤波电容等效串联电阻R_Cf的一端和负载R_Ld的一端，滤波电容等效串联电阻R_Cf的另一端通过滤波电容C_f分别连接第二开关管Q₂的漏极、第二续流二极管D₂的阳极和负载R_Ld的另一端，第二续流二极管D₂的阴极分别连接第一续流二极管D₁的阳极、第一输入源V_in1的负极和第二输入源V_in2的正极。为方便说明，我们令第一开关管Q₁与第一续流二极管D₁的连接点为A点，令第二开关管Q₂与第二续流二极管D₂的连接点为B点。

由图1可知，双输入Buck变换器存在两个输入源，因此需要进行能量管理，在保证输出电压稳定的同时，合理分配两个输入源的输入功率。实际上，对于两个输入源而言，通过控制其中一个的输入功率即可实现两个输入源的功率分配。因此本发明以控制第一输入源V_in1的输入功率为例，同时让第二输入源V_in2稳定输出电压，从而提供负载所需的剩余功率。

本发明单周期控制电路的结构如图2所示，包括第一、第二单周期控制器以及模式切换电路，第一单周期控制器控制第一输入源V_in1的输入电流i_in1，第二单周期控制器控制AB两点间电压v_AB，其中：第一单周期控制器包括第一反向器、第一反向积分器、第一复位开关S_r1、第一比较器和第一RS触发器，第一输入源V_in1的输入电流采样i_{in1_f}依次通过第一反向器、第一反向积分器后连入第一比较器的同相端，第一比较器的反相端接入输入电流基准i_ref，第一比较器的输出v_comp1连入第一RS触发器的R端，第一RS触发器的S端接入第一时钟Clock₁，第一复位开关S_r1并联在第一反向积分器上，第一RS触发器的Q端的输出作为第一复位开关S_r1的控制信号；第二单周期控制器包括第二反向器、第二反向积分器、第二复位开关S_r2、第二比较器、第二RS触发器和输出电压调节器，AB两点间电压采样v_{AB_f}依次通过第二反向器、第二反向积分器后连入第二比较器的同相端，将输出电压采样v_{o_f}和输出电压基准v_{o_ref}通过输出电压调节器得到的AB两点间电压基准v_ref连入第二比较器的反相端，第二复位开关S_r2并联在第二反向积分器上，第二比较器的输出v_comp2作为第二复位开关S_r2的控制信号并连入第二RS触发器的R端，第二RS触发器的S端接入第二时钟Clock₂；模式切换电路包括迟滞比较器和模拟选通开关，模拟选通开关的AX通道接入第一RS触发器的Q端的输出，模拟选通开关的AY和BX通道接入第二RS触发器的Q端的输出，模拟选通开关的BY通道接地，迟滞比较器的输入端接入输出电压调节器输出的AB两点间电压基准v_ref，迟滞比较器输出模式切换使能信号EN到模拟选通开关的使能端，模拟选通开关输出第一和第二开关管Q₁、Q₂的驱动信号Q_{1_drv}、Q_{2_drv}。

第一和第二单周期控制器同时进行单周期控制，下面对本发明的控制原理作详细说明。

(1)在第一单周期控制器中：

反向器对第一输入源V_in1的输入电流采样i_{in1_f}进行反向，以使反向积分器的输出为正向的积分电压，然后与输入电流基准i_ref比较。

图3给出了单周期控制的主要波形。在时钟信号Clock₁的上升沿开通Q₁，同时开始对输入电流i_in1进行积分。在Q₁导通时，i_in1等于滤波电感电流i_L，因此电流积分量i_int为：

$i_{\mathrm{int}}\left(t\right)=\frac{1}{R_{\mathrm{int}1}{C}_{\mathrm{int}1}}{\∫}_t{k}_{\mathrm{if}}{i}_L\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(1\right)$

当i_int达到电流基准i_ref时，比较器的输出信号v_comp1变成高电平，使RS触发器复位，RS触发器的Q端输出低电平，关断Q₁，同时

瑞变成高电平，使复位开关S_r1闭合，将电流积分量i_int复位为0，直至下一个时钟脉冲的到来。输入电流i_in1的平均值为：

${<i_{\mathrm{in}1}>}_{T_s}=\frac{1}{T_s}{\&Integral;}_0^{d_{y1}{T}_s}{i}_L\left(t\right)\mathrm{dt}=k_i{i}_{\mathrm{ref}}---\left(2\right)$

其中：T_s为时钟周期，即开关管的开关周期；k_i＝R_int1C_int1/(k_ifT_s)；k_if为i_{in1_f}的采样比例；R_int1、C_int1分别为第一反向积分器中的积分电阻和积分电容。

由式(2)可以看出，采用单周期控制能够在一个开关周期内使i_in1的平均值跟踪基准值，从而消除了输入电压变化、负载突变以及Q₂的占空比d_y2变化对i_in1平均值的扰动，且不需要电流调节器。

若第一输入源V_in1为太阳能电池或者风力发电机等存在最大功率点的输入源时，其输入电流基准i_ref可由MPPT控制器给出，使该输入源工作在最大功率输出状态。若第一输入源V_in1为小型水利发电机等以额定功率运行的输入源时，输入电流基准i_ref可根据输入源特性，由系统设为定值，使其按照要求输出功率。

(2)在第二单周期控制器中：

从图1中可以看出，A、B两点之间的电压v_AB波形由两只开关管的开关状态确定，其平均值与Q₂的开关状态没有明确的对应关系。也就是说，当Q₂关断时，如果Q₁在导通，则v_AB不为零。故要获得一个开关周期内v_AB的平均电压信息，需要在整个开关周期内，而不仅仅是Q₂导通的时间段对v_AB进行积分，因此复位信号在保证积分电压可靠归零的前提下，尽可能缩短复位时间。与第一单周期控制器不同的是，其复位信号是比较器的输出v_comp2，为一个窄脉冲信号，使积分器复位后能立刻重新开始积分，从而保证在整个开关周期都能对v_AB进行积分，主要波形如图3所示。

在时钟信号Clock₂的上升沿开通Q₂，积分器从上一个开关周期Q₂的关断时刻开始对v_AB进行积分，其积分量v_int为：

$v_{\mathrm{int}}\left(t\right)=\frac{1}{R_{\mathrm{int}2}{C}_{\mathrm{int}2}}{\&Integral;}_t{k}_{\mathrm{vf}}{v}_{\mathrm{AB}}\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(3\right)$

当v_int达到AB两点间电压基准v_ref时，比较器的输出信号v_comp2变为高电平，使RS触发器复位，RS触发器的Q端变为低电平，使Q₂关断；同时v_comp2将反向积分器中的积分电容电压复位。当积分电容电压复位时，v_int低于电压基准v_ref，比较器的输出信号v_comp2马上跳回低电平，积分器开始下一个开关周期的积分。AB两点间电压v_AB的平均值为：

${{<v}_{\mathrm{AB}}>}_{T_s}=\frac{1}{T_s}{\&Integral;}_{d_{y2}{T}_s}^{(1+d_{y2})T_s}{v}_{\mathrm{AB}}\left(t\right)\mathrm{dt}=k_v{v}_{\mathrm{ref}}---\left(4\right)$

其中：k_v＝R_int2C_int2/(k_vfT_s)；k_vf为v_{AB_f}的采样比例；R_int2、C_int2分别为第二反向积分器中的积分电阻和积分电容。

由式(4)可以看出，采用单周期控制能够在一个开关周期内使v_AB的平均值跟踪基准值，消除了输入电压变化、负载突变以及Q₁的占空比d_v1变化对v_AB平均值的扰动。

由于输出滤波器存在线路阻抗，输出电压并不能精确等于v_AB的平均值，因此我们加入输出电压调节器，并将其输出作为AB两点间电压基准v_ref，以实现输出电压的精确调节。

(3)模式切换：

以太阳能电池/市电联合发电系统为例，其能量管理的思路是：(i)太阳能电池不足以提供负载所需功率时，应尽可能地多地利用太阳能，让其工作在MPPT状态，以最大功率输出，市电则提供不足的负载功率；(ii)太阳能电池足够提供负载所需功率时，由太阳能电池单独向负载供电，工作在稳压模式以稳定输出电压，市电不参与供电。这里我们设定第一输入源V_in1为可再生能源，第二输入源V_in2为备用电源(市电)，设V_in1所能提供的最大功率为P_1max，负载所需功率为P_o。根据能量管理的要求，双输入Buck变换器存在以下两种工作模式：

工作模式I：当P_1max＜P_o，两个输入源同时向负载供电，其中V_in1以最大功率输出，V_in2提供不足的功率。

工作模式II：当P_1max＞P_o时，V_in2退出工作，由V_in1单独向负载供电。此时V_in1不再工作在MPPT状态，其输入功率由负载决定。

本发明采用一个模拟选通开关进行模式切换，见图2，当模式切换使能信号EN为低电平时，Ao＝AX，Bo＝BX，此时开关管Q₁由第一单周期控制器控制，开关管Q₂由第二单周期控制器控制，变换器工作在模式I；当使能信号EN为高电平时，Ao＝AY，Bo＝BY，此时Q₁由第二单周期控制器控制，而Q₂的驱动信号为低电平，即Q₂关断，此时变换器工作在模式II。表1为模拟选通开关真值表。

表1

EN	Ao    Bo
		0	AX    BX
1	AY    BY

为了能够实现模式之间的平滑切换，需要选择合适的控制信号来控制使能信号EN。

如果要求输出电压保持不变，则无论变换器是工作在模式I还是模式II，在稳态时，输出电压调节器的输出信号v_ref都等于其稳态值V_ref。当P_1max＜P_o时，变换器工作在模式I，如果V_in1的最大输出功率P_1max突然增加或者负载电流i_o突然减小，使得P_1max＞P_o，那么输出电压将会升高，输出电压调节器的输出v_ref将会下降，直到切换到模式II之后，v_ref将重新回到稳态值V_ref。当P_1max＞P_o时，变换器工作在模式II，如果V_in1的最大输出功率P_1max突然减小或者负载电流i_o突然增加，使P_1max＜P_o，那么输出电压将会降低，使输出电压调节器的输出v_ref上升，直到切换到模式I之后，v_ref将重新回到稳态值V_ref。从上面的分析可以看出：当变换器从工作模式I切换到工作模式II时，输出电压调节器的输出v_ref将会有一个下降过程；反之，当变换器从工作模式II切换到工作模式I时，输出电压调节器的输出v_ref将会有一个上升过程。但值得注意的是，当工作模式切换以后进入稳态时，v_ref将会回到其稳态值V_ref。根据这个特点，我们将v_ref送入一个迟滞比较器，其中心值为V_ref，滞环宽度为ΔV，迟滞比较器的输出作为模式切换使能信号EN。迟滞比较器的传输特性如图4所示。

采用迟滞比较器后，模式切换过程的主要波形如图5所示。稳态时，工作模式I所对应的使能信号EN为低电平，而工作模式II所对应的使能信号EN为高电平。当需要工作模式I向工作模式II切换时，v_ref有一个上升的过程，使迟滞比较器的输出EN从低电平变为高电平；反之，当需要工作模式II向工作模式I切换时，v_ref有一个下降的过程，使迟滞比较器的输出EN从高电平变为低电平。

(4)补充方案：单周期控制的双沿调制电路

在双输入Buck变换器中，两只开关管的开关频率既可以相同也可以不相同。为了减小电磁干扰，利于滤波器的设计，一般让两只开关管工作在相同的开关频率。当开关频率相同时，虽然两只开关管驱动信号之间的相位差不会影响v_AB的平均值，即输出电压V_o，但是会影响v_AB的交流分量。由于输出电压的纹波非常小，因此v_AB中的交流分量加在滤波电感上，从而影响电感电流脉动的大小，如图6所示。

由分析可知，当两个开关管导通时间的中点相差T_s/2，可使得在相同输入输出的条件下，将电感电流脉动值降低至最小值。

为了在占空比调节的过程中，保证两个开关管导通时间的中点始终相差T_s/2，需要令开关管驱动信号的前沿和后沿关于其导通时间的中点同时等量地增大或减小，即进行双沿调制。由于前面给出的单周期控制电路是固定开关管的驱动信号前沿，对其后沿进行调制，为了实现交错双沿调制，需要对该单周期控制方式进行改进，即加入前沿调制电路，调节开关管驱动信号的开通时刻，使开关管驱动信号的前沿和后沿关于时钟信号中心对称，并等量地增大或减小，同时令两路时钟信号交错180°。交错双沿调制的主要波形如图7所示。

根据上述要求，开关管的开通时刻t₃超前于当前时钟信号的时间为：

$t_4-t_3=\frac{d_y{T}_s}{2}---\left(5\right)$

式中：T_s为同步时钟信号的周期，也是两只开关管的开关周期；d_v为开关管的占空比。也就是说，t₃时刻需要滞后于前一个时钟信号的时间为：

$t_3-t_1=T_s-\frac{d_y{T}_s}{2}---\left(6\right)$

由于在t₃时刻之前，无法知道开关管开通之后其导通时间[t₃，t₅]，因此可用前一个周期开关管的导通时间[t₀，t₂]来预估。实际上，在稳态时两者是相等的，故：

$(t_3-t_1)=T_s-\frac{(t_2-t_0)}{2}---\left(7\right)$

式(7)可改写为：

$\frac{(t_2-t_0)}{2T_s}+\frac{(t_3-t_1)}{T_s}=1---\left(8\right)$

即有：

$\frac{1}{2T_s}{\&Integral;}_{t_0}^{t_2}1\&CenterDot;\mathrm{dt}+\frac{1}{T_s}{\&Integral;}_{t_1}^{t_3}1\&CenterDot;\mathrm{dt}=1---\left(9\right)$

由式(9)可知，可设置两个电压v₁和v₂，使其分别在[t₀，t₂]和[t₁，t₃]时间段幅值为1，在其它时刻幅值为0，如图8所示。对v₁和v₂分别以1/(2T_s)和1/T_s的积分常数进行积分，若保持它们的积分之和为1，就能满足式(9)，而式(5)也能近似满足。换句话说，应该在积分之和到达1的时候开通开关管，则该开通时刻就超前于当前的同步时钟信号半个占空比所对应的时间，达到了前沿调制的控制要求。

图9给出了双沿调制单周期控制电路的结构。其中v₁直接由RS触发器的输出Q₁′(Q₂′)获得，v₂通过RS触发器构造。假设v₁和v₂为高电平时的电压值为V_on，将这两个电压按照它们积分常数的比值1∶2进行反向求和后，再通过反向积分器积分，将积分常数设置为1/T_s，便可以获得如式(9)中要求的两个电压的积分之和。将此积分之和与V_on比较，若其幅值达到V_on，则比较器输出高电平，开通开关管，同时将积分值复位为0，并立刻开始下一个周期的积分。

由于前沿调制电路只是调节开通时刻，而占空比的大小仍然由第一单周期控制器和第二单周期控制器决定，保证一个开关周期内使开关变量的平均值跟踪基准值，因此采用双沿调制的单周期控制保留了单周期控制的优点，只是电路结构相对复杂了一些。

下面给出一组本发明实验中的主要性能参数：V_in1＝200V～350V；V_in2＝279V～342V；输出电压V_o＝180V；额定功率P_o＝800W；开关频率f_s＝100kHz；输出电压的反馈系数k_f＝0.025；AB两点间电压积分常数k_v＝80；第一输入源输入电流积分数k_i＝1。

Claims (3)

1.一种双输入Buck变换器的单周期控制电路，该单周期控制电路控制的双输入Buck变换器的结构包括第一和第二输入源(V_in1、V_in2)、第一和第二开关管(Q₁、Q₂)、第一和第二续流二极管(D₁、D₂)、滤波电感(L_f)、滤波电容(C_f)、滤波电容等效串联电阻(R_Cf)及负载(R_Ld)，其中：第一输入源(V_in1)的正极连接第一开关管(Q₁)的漏极，第二输入源(V_in2)的负极连接第二开关管(Q₂)的源极，第一开关管(Q₁)的源极分别连接第一续流二极管(D₁)的阴极和滤波电感(L_f)的一端，滤波电感(L_f)的另一端分别连接滤波电容等效串联电阻(R_Cf)的一端和负载(R_Ld)的一端，滤波电容等效串联电阻(R_Cf)的另一端通过滤波电容(C_f)分别连接第二开关管(Q₂)的漏极、第二续流二极管(D₂)的阳极和负载(R_Ld)的另一端，第二续流二极管(D₂)的阴极分别连接第一续流二极管(D₁)的阳极、第一输入源(V_in1)的负极和第二输入源(V_in2)的正极；

令第一开关管(Q₁)与第一续流二极管(D₁)的连接点为A点，令第二开关管(Q₂)与第二续流二极管(D₂)的连接点为B点；

其特征在于：该单周期控制电路包括第一、第二单周期控制器以及模式切换电路，其中：第一单周期控制器包括第一反向器、第一反向积分器、第一复位开关(S_r1)、第一比较器和第一RS触发器，第一输入源(V_in1)的输入电流采样(i_{in1_f})依次通过第一反向器、第一反向积分器后连入第一比较器的同相端，第一比较器的反相端接入输入电流基准(i_ref)，第一比较器的输出(v_comp1)连入第一RS触发器的R端，第一RS触发器的S端接入第一时钟(Clock₁)，第一复位开关(S_r1)并联在第一反向积分器上，第一RS触发器的Q端的输出作为第一复位开关(S_r1)的控制信号；第二单周期控制器包括第二反向器、第二反向积分器、第二复位开关(S_r2)、第二比较器、第二RS触发器和输出电压调节器，AB两点间电压采样(v_{AB_f})依次通过第二反向器、第二反向积分器后连入第二比较器的同相端，将输出电压采样(v_{o_f})和输出电压基准(v_{o_ref})通过输出电压调节器得到的AB两点间电压基准(v_ref)连入第二比较器的反相端，第二复位开关(S_r2)并联在第二反向积分器上，第二比较器的输出(v_comp2)作为第二复位开关(S_r2)的控制信号并连入第二RS触发器的R端，第二RS触发器的S端接入第二时钟(Clock₂)；模式切换电路包括迟滞比较器和模拟选通开关，模拟选通开关的AX通道接入第一RS触发器的Q端的输出，模拟选通开关的AY和BX通道接入第二RS触发器的Q端的输出，模拟选通开关的BY通道接地，迟滞比较器的输入连接输出电压调节器的输出，迟滞比较器输出模式切换使能信号(EN)到模拟选通开关的使能端，模拟选通开关输出第一和第二开关管(Q₁、Q₂)的驱动信号(Q_{1_drv}、Q_{2_drv})。

2.一种基于权利要求1所述的双输入Buck变换器的单周期控制电路的控制方法，其特征在于：该控制方法包括第一单周期控制器控制方法、第二单周期控制器控制方法及模式切换电路控制方法，具体内容如下：

(1)第一单周期控制器控制方法：

在第一时钟(Clock₁)的上升沿开通第一开关管(Q₁)，第一输入源(V_in1)的输入电流采样(i_{in1_f})依次通过第一反向器、第一反向积分器后得到电流积分量(i_int)，当电流积分量(i_int)达到输入电流基准(i_ref)时，第一比较器的输出(v_comp1)变为高电平，使第一RS触发器复位，第一RS触发器的Q端输出低电平，关断第一开关管(Q₁)，同时第一RS触发器的Q端输出高电平，使第一复位开关(S_r1)闭合，将电流积分量(i_int)复位为0，直至下一个时钟脉冲的到来；

(2)第二单周期控制器控制方法：

在第二时钟(Clock₂)的上升沿开通第二开关管(Q₂)，AB两点间电压采样(v_{AB_f})依次通过第二反向器、第二反向积分器后得到电压积分量(v_int)，输出电压采样(v_{o_f})和输出电压基准(v_{o_ref})通过输出电压调节器得到AB两点间电压基准(v_ref)，当电压积分量(v_int)达到AB两点间电压基准(v_ref)时，第二比较器的输出(v_comp2)变为高电平，使第二RS触发器复位，第二RS触发器的Q端输出低电平，关断第二开关管(Q₂)，同时第二比较器的输出(v_comp2)使第二复位开关(S_r2)闭合，第二反向积分器中的积分电容电压复位，在该积分电容电压复位时，电压积分量(v_int)低于AB两点间电压基准(v_ref)，第二比较器的输出(v_comp2)马上跳回低电平，第二反向积分器开始下一开关周期的积分；

(3)模式切换电路控制方法：

工作模式I：当迟滞比较器输出的模式切换使能信号(EN)为低电平时，第一开关管(Q₁)由第一单周期控制器控制，第二开关管(Q₂)由第二单周期控制器控制；

工作模式II：当迟滞比较器输出的模式切换使能信号(EN)为高电平时，第一开关管(Q₁)由第二单周期控制器控制，第二开关管(Q₂)的驱动信号(Q_{2_drv})为低电平，即第二开关管(Q₂)关断。

3.根据权利要求2所述的双输入Buck变换器的单周期控制电路的控制方法，其特征在于：所述第一单周期控制器控制方法与第二单周期控制器控制方法同时进行。

Images