CN116709117A - 用于扬声器群时延补偿的全通滤波器及其设计方法 - Google Patents

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CN116709117A CN202210187139.6A CN202210187139A CN116709117A CN 116709117 A CN116709117 A CN 116709117A CN 202210187139 A CN202210187139 A CN 202210187139A CN 116709117 A CN116709117 A CN 116709117A
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Abstract

本发明涉及用于扬声器群时延补偿的全通滤波器及其设计方法。一种用于扬声器群时延补偿的全通滤波器的设计方法可包括：基于待补偿的扬声器的群时延频响曲线和目标群时延频响曲线确定目标补偿曲线；确定用于实现目标补偿曲线的子滤波器的个数和阶数；根据子滤波器的个数和阶数将所述目标补偿曲线分成对应的频段，进而确定用于补偿对应频段的子滤波器的参数；基于各个子滤波器的参数计算所述全通滤波器的群时延频响曲线，并确定所述全通滤波器的群时延频响曲线与所述目标补偿曲线之间的偏差；以及优化子滤波器的个数和/或参数，以减小所述全通滤波器的群时延频响曲线与所述目标补偿曲线之间的偏差。

Description

用于扬声器群时延补偿的全通滤波器及其设计方法
技术领域
本发明涉及信号处理技术领域，更特别地，涉及一种用于扬声器群时延补偿的全通滤波器的设计方法、根据该方法设计获得的全通滤波器、以及包括该全通滤波器的音频信号处理系统。
背景技术
目前，移动便携设备例如手机、平板等的扬声器主要采用最小相位均衡器进行幅度频响曲线的补偿来优化音质。最小相位均衡器以低的计算量和延迟代价实现扬声器振幅响应的调节，但不可避免地，在改变幅度频响的同时会引入相位失真，使音乐的谐波和基波相位产生差异，从而丢失音乐的一些细节，保真度受到影响。另一方面，有的低端扬声器的相位频响天然存在较大的非线性缺陷，这种情况下用最小相位均衡器是难以补救的。
群时延频响曲线也是观察扬声器相位特性的一种方式，它被定义为相频曲线对频率的导数的负数值，与相频曲线的表述是基本等价的。因此，对不理想的相位响应的补偿或均衡也可以用对群时延频响特性的补偿或均衡来描述。一般来说，为了达到音频信号的高保真播放效果，要求扬声器的相频响应是线性的，这意味着群时延曲线在所有频率上都为一常数。在实际计算分析中，采用群时延曲线作为补偿对象，其所表述的物理意义更加直观并且便于理解，因此较多文献也采用对群时延频响曲线的处理来实现系统相频特性的补偿。
在扬声器的幅度频响已被确定或不希望被显著改变的前提下，主要可采用全通滤波器对扬声器的群时延响应进行补偿和均衡。然而，如何以低计算量、低延时和高精度设计用于补偿扬声器群时延的全通滤波器，满足消费者对扬声器高保真音质的需求，仍是业界亟待解决的问题之一。
发明内容
在扬声器的幅度频响特性已经确定或者不希望被显著改变的情况下，可以采用全通滤波器对扬声器的群时延响应进行补偿和均衡。本发明提供一种全通滤波器的设计方法，其设计的全通滤波器可用于对扬声器的群时延频响进行高精度、低计算量、低延时的实时补偿。本发明还提供包括这样的全通滤波器的音频信号处理系统。
本发明的一示例性实施例提供一种用于扬声器群时延补偿的全通滤波器的设计方法，包括：基于待补偿的扬声器的群时延频响曲线和目标群时延频响曲线，确定目标补偿曲线；确定用于实现所述目标补偿曲线的全通滤波器的子滤波器的个数和每个子滤波器的阶数；根据子滤波器的个数和阶数将所述目标补偿曲线分成对应的频段，进而确定用于补偿对应频段的子滤波器的参数；基于各个子滤波器的参数计算所述全通滤波器的群时延频响曲线，并确定所述全通滤波器的群时延频响曲线与所述目标补偿曲线之间的偏差；以及优化子滤波器的个数和/或参数，以减小所述全通滤波器的群时延频响曲线与所述目标补偿曲线之间的偏差。
在一些示例性实施例中，所述方法还包括：将两个或更多个低阶子滤波器组合成一个高阶子滤波器。
在一些示例性实施例中，所述待补偿的扬声器的群时延频响曲线是通过测量或计算经最小相位均衡器处理后的扬声器的群时延频响曲线而确定的。
在一些示例性实施例中，确定目标补偿曲线包括：基于所述目标群时延频响曲线与所述待补偿的扬声器的群时延频响曲线之间的差值，确定所述目标补偿曲线，其中，所述目标补偿曲线在每个频点处具有大于或等于零的群时延值。
在一些示例性实施例中，所述目标补偿曲线是所述目标群时延频响曲线与所述待补偿的扬声器的群时延频响曲线之间的差值加上一常数的和。
在一些示例性实施例中，确定用于实现所述目标补偿曲线的全通滤波器的子滤波器的个数和每个子滤波器的阶数包括：计算所述目标补偿曲线关于频率的积分，获得相位改变量；确定全通滤波器的子滤波器的个数和每个子滤波器的阶数，使得各个子滤波器在频率正半轴的相位改变量的和等于或接近所述目标补偿曲线的相位改变量。
在一些示例性实施例中，当根据子滤波器的个数和阶数将所述目标补偿曲线分成对应的频段时，所述目标补偿曲线在将要由子滤波器补偿的频段上的积分基本等于对应的子滤波器的相位改变量。
在一些示例性实施例中，确定用于补偿对应频段的子滤波器的参数包括：基于频段的起点频率、终止频率和采样频率计算对应的子滤波器的传递函数的复系数；以及将子滤波器的具有复系数的传递函数乘以具有共轭复系数的传递函数，获得两倍阶数的传递函数的实系数。
在一些示例性实施例中，基于各个子滤波器的参数计算所述全通滤波器的群时延频响曲线包括：将各个子滤波器按与所述目标补偿曲线的各个频段对应的顺序级联，形成所述全通滤波器；以及使用各个子滤波器的参数计算所形成的全通滤波器的群时延频响曲线。
在一些示例性实施例中，优化子滤波器的个数和/或参数包括：调整子滤波器的个数和/或至少一个子滤波器的参数，直到所述全通滤波器的群时延频响曲线与所述目标补偿曲线之间的偏差落在预定范围内。
本发明的另一示例性实施例提供一种用于扬声器群时延补偿的全通滤波器，其中，所述全通滤波器是根据上述方法设计的。
本发明的另一示例性实施例提供一种音频信号处理系统，包括：最小相位均衡器，用于调整音频信号的各频点的增益；以及全通滤波器，用于补偿音频信号的各频点的群时延，其中，所述全通滤波器是根据上述方法设计的。
本发明的实施例可实现如下有益的技术效果：
1、本发明从全通滤波器的物理特性出发，根据群时延误差频响曲线所覆盖的面积来计算全通滤波器包括的子滤波器个数和参数初值，从而避免了使用各种全局搜索方法来获取最佳补偿滤波器个数而引起的稳定性问题，并且极大地减少了计算量；
2、在获取补偿滤波器参数初值后，再结合优化算法，可对补偿滤波器的精度做进一步优化，也可在补偿精度、滤波器个数和最大延时等性能与计算量之间进行折中；
3、本发明的实施例不局限于将扬声器系统的各频点的群时延补偿成一条水平直线以实现理想的线性相位效果和获取更真实的听感，而是也可以将其补偿成任意形状的目标群时延曲线，改变扬声器的谐波延时特性，从而产生多种类型的独特的音色效果。
本发明的上述和其他特征和优点将从下面结合附图对具体实施例的描述而变得显而易见。
附图说明
图1是根据本发明一示例性实施例的全通滤波器设计方法的流程图。
图2是扬声器群时延频响曲线和目标群时延频响曲线的示例的示意图。
图3A和图3B是本发明一些示例性实施例确定的目标补偿曲线的示意图。
图4A和图4B是本发明一些示例性实施例将目标补偿曲线分成多个频段的示意图。
图5是根据本发明一示例性实施例的音频信号处理系统的示意图。
图6是使用根据本发明一示例性实施例的全通滤波器进行群时延补偿前和补偿后的扬声器群时延频响曲线的示意图。
具体实施方式
下面，将参考附图详细地描述根据本申请的示例实施例。注意，附图可能不是按比例绘制的。显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是本申请的全部实施例，本申请不受这里描述的示例实施例的限制。
图1是根据本发明一示例性实施例的全通滤波器设计方法100的流程图。参照图1，方法100可包括步骤110，即基于待补偿的扬声器的群时延频响曲线和目标群时延频响曲线，确定全通滤波器的目标补偿曲线。
扬声器的群时延频响曲线，也称为群时延曲线，可以是经最小相位均衡器对幅度频响进行均衡之后的群时延频响曲线，其可以采用扫频信号或最大长度序列(MLS)信号对扬声器进行测试并且计算得到，也可以采用例如Audio Precision(亦称为AP)公司的音频分析仪设备直接测量得到。由于确定扬声器的群时延频响曲线的各种方法是已知的，这里不再详细描述。图2示出了扬声器的群时延频响曲线的一个示例。如图2所示，群时延频响曲线GD1在100Hz附近具有大约11ms的最大群时延值，在100Hz至大约400Hz的范围，群时延值随着频率增大而单调递减，在400Hz至大约1000Hz，群时延值随频率增大而逐渐振荡递减，并且在1000Hz以上，群时延值趋近于0。
基于扬声器的待补偿的群时延频响曲线，可以确定补偿后的目标群时延频响曲线。一般而言，为了达到高保真播放的效果，对扬声器等声重放系统的相频响应要求是线性的，而群时延曲线是相频曲线对频率的导数的负数，因此要求群时延曲线在所有频率上都为一常数。图2示出了基于待补偿群时延频响曲线GD1确定的目标群时延频响曲线GD2的一个示例，其中目标群时延频响曲线GD2可以是一条水平直线，其表示的群时延值是大于或等于待补偿群时延频响曲线GD1的最大群时延值的一个常数。当然，目标群时延频响曲线并不局限于图2所示的示例，而是也可以是例如曲线。例如，在一些频段例如低频段，目标群时延频响曲线GD2的群时延值可以大于待补偿群时延频响曲线GD1的最大群时延值；而在另一些频段例如中频段和/或高频段，目标群时延频响曲线GD2的群时延值可以小于待补偿群时延频响曲线GD1的最大群时延值。根据期望的播放效果，可以灵活地确定目标群时延频响曲线GD2在各个频点处的群时延值。再例如，为了提升响度，可以增大某几个特定频段的群时延值。本发明的实施例不局限于目标群时延频响曲线GD2的任何形状。还应理解的是，为了简单和便于实施，优选地是，在相同频点处目标群时延频响曲线GD2的群时延值可以大于或等于待补偿群时延频响曲线GD1的群时延值。
在步骤110中，可以基于扬声器的待补偿群时延频响曲线GD1和目标群时延频响曲线GD2来确定目标补偿曲线，其可以表示全通滤波器所要实现的群时延补偿效果。在一些实施例中，可以基于扬声器的目标群时延频响曲线GD2与待补偿群时延频响曲线GD1之间的差值，来确定目标补偿曲线。例如，图3A示出了目标补偿曲线GD_comp的示例，其中可以简单地将目标补偿曲线GD_comp确定为目标群时延频响曲线GD2与待补偿群时延频响曲线GD1之间的差值，即GD_comp＝GD2-GD1。在一些实施例中，为了确保目标补偿曲线GD_comp在每个频点处都具有非负的(即，大于或等于零的)群时延值，还可以将目标补偿曲线GD_comp减去其最小值。在另一实施例中，还可以将目标补偿曲线GD_comp在每个频点的群时延值加上一相同的非负常数值d0，即GD_comp＝GD2-GD1+d0，如图3B所示。将目标群时延增大d0可以减小补偿总误差，提高补偿精度，但是显而易见的是其带来了更大的系统延时，导致实时性变差。因此，可以考虑补偿精度和实时性之间的折中来选取适当的常数d0值。
如前所述，目标补偿曲线GD_comp可表示全通滤波器所要实现的群时延补偿效果。在接下来的步骤120中，可以基于目标补偿曲线GD_comp，即全通滤波器所要实现的群时延补偿效果，来确定全通滤波器所包括的子滤波器的个数和每个子滤波器的阶数。群时延曲线是相频曲线对频率的导数的负数值，因此目标补偿曲线GD_comp关于频率(即，目标补偿曲线GD_comp的最小频点和最大频点之间的频率范围)的积分对应于全通滤波器的相位改变量，也称为全通滤波器的相位。在步骤120中，可以先计算目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分，也就是目标补偿曲线GD_comp与频率横轴之间所夹区域的面积，以确定全通滤波器的相位改变量。预定阶数的全通滤波器的群时延曲线在全频段区间(-π，π)的积分是已知的，即M阶全通滤波器的群时延曲线在全频段的积分是2Mπ，其中M是大于或等于1的整数。而在音频处理应用中，一般只关注全通滤波器在频率的正半轴区间(0，π)的特性，则M阶全通滤波器的群时延曲线在频率正半轴区间(0，π)的积分是Mπ。在步骤120中，可以确定全通滤波器所包括的子滤波器的个数和阶数，使得这些子滤波器的群时延曲线在频率正半轴区间的积分之和，也就是这些子滤波器在频率正半轴区间的相位改变量之和，等于或者接近目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分，即目标补偿曲线GD_comp对应的相位改变量。在一些实施例中，子滤波器的阶数可以为2的指数倍，例如1阶、2阶、4阶、8阶等，以此类推。
例如，假设目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分为7π，那么在步骤120中可确定全通滤波器包括7个1阶子滤波器，或者包括3个2阶子滤波器和1个1阶子滤波器，或者包括1个4阶子滤波器、1个2阶子滤波器和1个1阶子滤波器。当目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分不是π的整数倍时，可以向下取整为π的整数倍，然后确定子滤波器的个数和阶数。在另一些实施例中，也可以对目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分向上取整或四舍五入取整为π的整数倍，然后再确定子滤波器的个数和阶数。例如，当目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分为7.8π时，可以向下取整为7π，向上取整为8π，或者四舍五入取整为8π，然后确定对应的子滤波器的个数和阶数。也就是说，子滤波器的相位改变量之和可以等于或接近目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分，这里的接近是指二者之间的差值小于π，即一阶子滤波器的群时延曲线在频率正半轴上的积分。从节省计算量的角度考虑，对目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分进行向下取整是优选的，因为在音频的高频段的群时延补偿效果没有低频段补偿效果好，因此一般优选补偿中低频段，而最后一个频段(即，与积分为π的小数倍对应的高频侧的一小段目标补偿曲线GD_comp)可以被忽略而不进行补偿。
在一些实施例中，当目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分为π的小数倍时，还可以调整在整个目标补偿曲线GD_comp上增加的群时延常数值d0(参见图3B)，使得目标补偿曲线GD_comp关于频率的积分为π的整数倍，然后再如上所述地确定全通滤波器包括的子滤波器的个数和阶数。
可以理解，浮点运算会带来部分精度损失，而子滤波器的阶数越高，虽然进行群时延补偿时执行的运算更少，但是由于执行浮点运算而带来的精度损失会更大。因此，可以考虑到执行群时延补偿的音频处理系统的浮点运算精度，来预设最高的子滤波器阶数，而在步骤120中所确定的子滤波器的阶数都不高于该预设的最高阶数。已知的是，单精度浮点数运算的精度低于双精度浮点数运算，双精度浮点数运算的精度又低于扩展精度浮点数运算。在一些实施例中，如果音频处理系统仅支持单精度浮点运算，则在步骤120中所确定的子滤波器的阶数不高于2阶或者4阶；如果音频处理系统支持双精度浮点运算，则在步骤120中所确定的子滤波器的阶数可以不高于4阶或者8阶；如果音频处理系统支持扩展精度浮点运算，则在步骤120中所确定的子滤波器的阶数可以不高于8阶或者16阶。应理解，这里给出的最高阶数仅是示例，而本发明不限于此。在步骤120中，确定的子滤波器的阶数不高于预定的最高阶数即可。在一些实施例中，在步骤120中也可以确定每个子滤波器为一阶全通滤波器
继续参照图1，在步骤130中，可以根据在步骤120中确定的子滤波器的个数和阶数，将目标补偿曲线GD_comp分成多个对应的频段，进而确定用于补偿对应频段的子滤波器的参数。图4A和图4B示出了将目标补偿曲线GD_comp分成多个频段的一些示例，其中每个要被补偿的频段对应的相位改变量，即目标补偿曲线GD_comp在该频段中的积分，可以基本等于对应的子滤波器的相位改变量。在本申请中“基本等于”可表示两个值之间的差别小于或等于其中一个值的10％，优选地小于或等于其中一个值的5％。在图4A的示例中，目标补偿曲线GD_comp被分成5个频段，其中从低频侧起的前4个频段中，目标补偿曲线GD_comp在每个频段中的积分基本等于对应的子滤波器的相位改变量，在该示例中为1阶子滤波器的相位改变量π，而目标补偿曲线GD_comp在第5个频段(位于高频侧的最后一个频段)中的积分小于π，不足以对应一个最低阶数(即1阶)的子滤波器，而且高频侧的补偿效果不明显，因此可以忽略该频段而不进行补偿，这也节省了运算量。当然，如果在步骤120中确定了目标补偿曲线GD_comp对应于5个1阶子滤波器(例如，目标补偿曲线GD_comp在频率上的积分被上取整或四舍五入到最接近的较大整数倍的π值)，则图4A所示的第5个频段可对应于第五个1阶子滤波器。也就是说，目标补偿曲线GD_comp的某个频段的积分也可以小于用于补偿该频段的子滤波器的相位改变量。或者，在一些实施例中，例如当图4A所示目标补偿曲线GD_comp的第5个频段对应的积分值较小时，也可以为第4和第5频段分配一个子滤波器，也就是说图4A所示的第4和第5频段可合并成一个频段，为其分配一个子滤波器，此时目标补偿曲线GD_comp在该合并频段上积分也可以大于用于补偿该合并频段的子滤波器的相位改变量。可以理解，大体上，在步骤130中可以根据在步骤120中确定的子滤波器的个数和阶数来将目标补偿曲线GD_comp分成多个频段并且确定对应的子滤波器，但是在划分频段时至少在高频侧可以采取灵活的方案，而不局限于任何特定的精确对应形式。
在图4B的实施例中，当调整常数值d0使得目标补偿曲线GD_comp在频率上的积分为π的整数倍，在该示例中为6倍，并且在步骤120中确定了6个1阶子滤波器时，在步骤130中可以将目标补偿曲线GD_comp分成6个频段，并且目标补偿曲线GD_comp在每个频段上的积分都等于对应的子滤波器的相位改变量。这里，通过比较图4A和图4B可以理解，当群时延值增加d0时，目标补偿曲线GD_comp在频率上的积分增大了，因此确定的子滤波器的个数增多了，或者也可以提高子滤波器的阶数，因此能实现更高的补偿精度。
还应理解，图4A和图4B所示的多个积分值为π的频段仅是示例。当在步骤120中确定了2阶、4阶或者混用(即包括不同阶数的子滤波器)时，可以将目标补偿曲线GD_comp分成对应的积分为2π、4π或不同积分值的频段。可以理解，所确定的每个子滤波器用于补偿每个对应频段的群时延值。
在步骤130中，在将目标补偿曲线GD_comp分成多个频段之后，可以进一步确定用于补偿对应频段的子滤波器的参数。这里，用于实现目标补偿曲线GD_comp的全通滤波器由所确定的多个子滤波器级联而成，而每个子滤波器也是全通滤波器，根据目标补偿曲线GD_comp的频段确定的对应子滤波器的参数可包括子滤波器的传递函数的系数。例如，一阶子滤波器的传递函数的系数可根据下面的公式计算获得。
在上面的公式1中，f1是对应频段的起点频率，f2是对应频段的终点频率，f0为频段的中心频率，fs为采样频率。B是取值范围在0和1之间的系数，其值越大，则补偿后的群时延曲线整体更平滑，不过局部频点的补偿误差较大；取值越小的话，局部频点的补偿更精细，误差会更小，但是补偿后整体群时延曲线的毛刺更多。一般而言，B的取值可以在0.3至0.9的范围，优选在0.5至0.8的范围内。x(n)和y(n)分别为时域的输入信号和输出信号，并且满足y(n)＝x(n)*h(n)，其中“*”表示卷积，h(n)为时域冲击响应。将时域输入信号x(n)、输出信号y(n)和冲击响应h(n)经z变换后分别得到复数域的X(z)、Y(z)和H(z)，其中H(z)即为传递函数。对任意离散信号x(n)，其z变换由下面的公式2定义，其中z为复指数并且复指数z＝r·ejω，r表示z的幅度；ω表示z的相位，单位为弧度。
上面基于公式1和2可以确定一阶子滤波器的传递函数H(z)的系数b0、b1和a1，但是其包含复系数b0和a1，而在实际应用中音频信号为实信号，因此要求全通滤波器的参数均为实参数。在一些实施例中，可以将传递函数H(z)乘以其共轭复系数的传递函数H1(z)，如下面的公式所示。
因此，可以获得与一阶全通滤波器的群时延曲线基本相同的全实系数的2阶全通滤波器传递函数H2(z)，其实系数(b’0、b’1、b’2、a’1、a’2)示于下面的公式4中。
在确定了各个子滤波器的参数例如传递函数系数之后，将各个子滤波器级联就可以得到用于实现目标补偿曲线GD_comp的全通滤波器。接下来在步骤140中，可以计算全通滤波器的群时延曲线GD3，并且确定其与目标补偿曲线GD_comp之间的偏差D。应理解，可以采用各种准则来定义偏差D，例如偏差D可以是目标补偿曲线GD_comp和全通滤波器的群时延曲线GD3之间的差值、方差、均方差等，为了描述方便，这里可以简单地用D＝GD_comp-GD3来表示。
初始确定的全通滤波器参数可能并不能精确地实现目标补偿曲线GD_comp，而是在其群时延曲线GD3与目标补偿曲线GD_comp之间存在较大的偏差D。因此，可以在步骤150中利用优化算法，通过优化子滤波器的个数和/或参数来减小全通滤波器的群时延频响曲线GD3与目标补偿曲线GD_comp之间的偏差D。例如，在一些实施例中，可以利用优化算法不断调整全通滤波器的参数，直到全通滤波器的群时延曲线GD3与目标补偿曲线GD_comp之间的偏差D落在预定的足够小的范围内，也就是说，全通滤波器的群时延曲线GD3足够接近目标补偿曲线GD_comp。可以采用的优化算法的示例包括但不限于遗传算法、神经网络算法等，优化时可以调整全通滤波器的子滤波器的参数例如传递函数系数，或者还可以调整子滤波器的个数，例如将一个高阶子滤波器替换为多个低阶子滤波器，或者增加子滤波器等等。优化时，并不局限于对整个频段进行优化，也可以只对感兴趣的指定频段或若干频段进行优化。
优化后的各个子滤波器可以直接彼此级联，以作为用于实现目标补偿曲线GD_comp的全通滤波器。在一些实施例中，可选地，还可以将两个或者更多个优化后的低阶子滤波器组合成一个高阶子滤波器，这可以通过将其传递函数相乘以获得高阶传递函数来实现。组合成高阶子滤波器可以节省计算量，但是在执行浮点运算时可能会损失部分精度，因此组合获得的子滤波器的阶数优选地不高于预定阶数，该预定阶数可以根据执行音频信号处理的系统的浮点运算精度来确定。例如，音频处理系统的浮点运算精度越高，子滤波器的阶数可以越高，具体可以根据系统能力和精度要求来确定。然后，可以将组合后的子滤波器彼此级联，以获得最终的全通滤波器。
根据上述方法100设计的全通滤波器可应用在音频处理系统中，图5示出了这样的音频处理系统200的示例。参照图5，音频处理系统200可包括最小相位均衡器210和全通滤波器220。最小相位均衡器210可用于调整音频信号的各频点的增益，全通滤波器220可用于补偿音频信号的各频点的群时延。全通滤波器220可以利用上面描述的方法100设计而成。虽然图5示出了全通滤波器220设置在最小相位均衡器210下游，但是在一些实施例中也可以将全通滤波器220设置在最小相位均衡器210上游。
音频处理系统200还可以包括自动增益控制(AGC)单元230和游程保护单元240。自动增益控制单元230可以控制音频信号的增益以实现例如适当的播放音量，游程保护单元240可以确保音频信号的功率不超过一上限阈值以避免功率过高而损坏扬声器250。虽然未示出，但是音频处理系统200还可以包括其他音频处理模块，其属于音频处理领域已知的，这里不再一一详尽描述。最终，音频处理系统200将处理后的音频信号提供给扬声器250进行播放。虽然这里仅示出了一个扬声器，但是应理解，扬声器250可以是例如2.1、5.1等包括多个扬声器的声重放系统。
图6是使用根据本发明一示例性实施例的全通滤波器进行群时延补偿前和补偿后的扬声器群时延频响曲线的示意图。参照图6，群时延频响曲线GD1是补偿前的群时延曲线，其在低频侧具有远大于中频和高频侧的群时延。补偿后的群时延曲线GD3虽然在低频侧有一定的波动起伏，但是其幅度远小于补偿前的群时延曲线GD1，而且补偿后的群时延曲线GD3在中高频带具有基本平坦、恒定的群时延值，即实现了线性相位。
本发明的上述实施例至少实现了如下有益的技术效果：
1、本发明从全通滤波器的物理特性出发，根据群时延误差频响曲线所覆盖的面积来计算全通滤波器包括的子滤波器个数和参数初值，从而避免了使用各种全局搜索方法来获取最佳补偿滤波器个数而引起的稳定性问题，并且极大地减少了计算量；
2、在获取补偿滤波器参数初值后，再结合优化算法，可对补偿滤波器的精度做进一步优化，也可在补偿精度、滤波器个数和最大延时等性能与计算量之间进行折中；
3、本发明的实施例不局限于将扬声器系统的各频点的群时延补偿成一条水平直线以实现理想的线性相位效果和获取更真实的听感，而是也可以将其补偿成任意形状的目标群时延曲线，改变扬声器的谐波延时特性，从而产生多种类型的独特的音色效果。
以上结合具体实施例描述了本申请的基本原理，但是，需要指出的是，在本申请中提及的优点、优势、效果等仅是示例而非限制，不能认为这些优点、优势、效果等是本申请的各个实施例必须具备的。另外，上述公开的具体细节仅是为了示例的作用和便于理解的作用，而非限制，上述细节并不限制本申请为必须采用上述具体的细节来实现。
本申请中涉及的器件、装置、设备、系统的方框图仅作为例示性的例子并且不意图要求或暗示必须按照方框图示出的方式进行连接、布置、配置。如本领域技术人员将认识到的，可以按任意方式连接、布置、配置这些器件、装置、设备、系统。图中所示的每个方框可以细分成多个子框，每个子框可以实施相关的功能或步骤，从而多个子框可以实现细分前的一个大框实现的功能。或者，图中所示的多个方框也可以合并成一个方框，其可以实现合并前的多个方框的功能。在本申请中，诸如“包括”、“包含”、“具有”等等的词语是开放性词汇，指“包括但不限于”，且可与其互换使用。这里所使用的词汇“或”和“和”指词汇“和/或”，且可与其互换使用，除非上下文明确指示不是如此。这里所使用的词汇“诸如”指词组“诸如但不限于”，且可与其互换使用。
还需要指出的是，在本申请的装置、设备和方法中，各部件或各步骤是可以分解和/或重新组合的。这些分解和/或重新组合应视为本申请的等效方案。
提供所公开的方面的以上描述以使本领域的任何技术人员能够做出或者使用本申请。对这些方面的各种修改对于本领域技术人员而言是非常显而易见的，并且在此定义的一般原理可以应用于其他方面而不脱离本申请的范围。因此，本申请不意图被限制到在此示出的方面，而是按照与在此公开的原理和新颖的特征一致的最宽范围。
为了例示和描述的目的已经给出了以上描述。此外，此描述不意图将本申请的实施例限制到在此公开的形式。尽管以上已经讨论了多个示例方面和实施例，但是本领域技术人员将认识到其某些变型、修改、改变、添加和子组合。

Claims (12)

1.一种用于扬声器群时延补偿的全通滤波器的设计方法，包括：
基于待补偿的扬声器的群时延频响曲线和目标群时延频响曲线，确定目标补偿曲线；
确定用于实现所述目标补偿曲线的全通滤波器的子滤波器的个数和每个子滤波器的阶数；
根据子滤波器的个数和阶数将所述目标补偿曲线分成对应的频段，进而确定用于补偿对应频段的子滤波器的参数；
基于各个子滤波器的参数计算所述全通滤波器的群时延频响曲线，并确定所述全通滤波器的群时延频响曲线与所述目标补偿曲线之间的偏差；以及
优化子滤波器的个数和/或参数，以减小所述全通滤波器的群时延频响曲线与所述目标补偿曲线之间的偏差。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
将两个或更多个低阶子滤波器组合成一个高阶子滤波器。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述待补偿的扬声器的群时延频响曲线是通过测量或计算经最小相位均衡器处理后的扬声器的群时延频响曲线而确定的。
4.如权利要求1所述的方法，其中，确定目标补偿曲线包括：
基于所述目标群时延频响曲线与所述待补偿的扬声器的群时延频响曲线之间的差值，确定所述目标补偿曲线，
其中，所述目标补偿曲线在每个频点处具有大于或等于零的群时延值。
5.如权利要求4所述的方法，其中，所述目标补偿曲线是所述目标群时延频响曲线与所述待补偿的扬声器的群时延频响曲线之间的差值加上一常数的和。
6.如权利要求1所述的方法，其中，确定用于实现所述目标补偿曲线的全通滤波器的子滤波器的个数和每个子滤波器的阶数包括：
计算所述目标补偿曲线关于频率的积分，获得相位改变量；
确定全通滤波器的子滤波器的个数和每个子滤波器的阶数，使得各个子滤波器在频率正半轴的相位改变量的和等于或接近所述目标补偿曲线的相位改变量。
7.如权利要求1所述的方法，其中，当根据子滤波器的个数和阶数将所述目标补偿曲线分成对应的频段时，所述目标补偿曲线在将要由子滤波器补偿的频段上的积分基本等于对应的子滤波器的相位改变量。
8.如权利要求1所述的方法，其中，确定用于补偿对应频段的子滤波器的参数包括：
基于频段的起点频率、终止频率和采样频率计算对应的子滤波器的传递函数的复系数；以及
将子滤波器的具有复系数的传递函数乘以具有共轭复系数的传递函数，获得两倍阶数的传递函数的实系数。
9.如权利要求1所述的方法，其中，基于各个子滤波器的参数计算所述全通滤波器的群时延频响曲线包括：
将各个子滤波器按与所述目标补偿曲线的各个频段对应的顺序级联，形成所述全通滤波器；以及
使用各个子滤波器的参数计算所形成的全通滤波器的群时延频响曲线。
10.一种用于扬声器群时延补偿的全通滤波器，其中，优化子滤波器的个数和/或参数包括：
调整子滤波器的个数和/或至少一个子滤波器的参数，直到所述全通滤波器的群时延频响曲线与所述目标补偿曲线之间的偏差落在预定范围内。
11.一种用于扬声器群时延补偿的全通滤波器，其中，所述全通滤波器是根据权利要求1-10中的任一项所述的方法设计的。
12.一种音频信号处理系统，包括：
最小相位均衡器，用于调整音频信号的各频点的增益；以及
全通滤波器，用于补偿音频信号的各频点的群时延，
其中，所述全通滤波器是根据权利要求1-10中的任一项所述的方法设计的。
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CN117896655A (zh) * 2024-03-14 2024-04-16 深圳前海深蕾半导体有限公司 均衡分频器电路和终端设备

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117119358A (zh) * 2023-10-17 2023-11-24 武汉市聚芯微电子有限责任公司 一种声像偏侧的补偿方法、装置、电子设备及存储设备
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