CN116686209A - 用于操控逆变器的方法和装置 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 74
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 57
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract description 24
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 17
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 241001270131 Agaricus moelleri Species 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001609 comparable effect Effects 0.000 description 1
- 230000001627 detrimental effect Effects 0.000 description 1
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
- H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation
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Abstract
一种用于操控逆变器(260)的方法(100)，其中所述逆变器(260)将直流电压转换为多相交流电压以为电机(270)供电。所述方法包括以下步骤：确定(120)电机(270)的电频率(f_el)；确定(130)用于脉冲宽度调制的目标开关频率(f_p_s)，其中所述目标开关频率(f_p_s)与电机的确定的电频率(f_el)同步；预先给定(140)所述脉冲宽度调制的第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或者相对于所述基本电压矢量之一的目标初始角度(alpha_s)；借助于脉冲宽度调制利用确定的目标开关频率(f_p_s)和预先给定的目标初始角度(alpha_s)操控(150)所述逆变器(260)。
Description
技术领域
本发明涉及用于操控逆变器的一种方法和一种装置。此外，本发明涉及一种具有相应的装置的传动系(Antriebsstrang)和一种具有传动系的车辆以及一种计算机程序和一种机器可读的存储介质。
背景技术
由DE 10 2011 081 216公开了一种用于操控三相交流电机的方法，其中所述三相交流电机借助于逆变器被多相地通电。逆变器在三相交流机的第一转速范围内以第一操控模式被操控并且在第二转速范围内以第二操控模式被操控。从而有利地实现了在不同的转速范围内的有效运行。存在进一步改进此类方法的需求和/或提供备选方法以进一步减少电机运行时的损耗的需求。
发明内容
提供了一种用于操控逆变器的方法。所述逆变器将直流电压转换为多相的交流电压以为电机供电。该方法包括以下步骤：确定电机的电频率；确定用于脉冲宽度调制的目标开关频率，其中所述目标开关频率与所述电机的电频率同步；预先给定脉冲宽度调制的第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或者相对于基本电压矢量之一的目标初始角度；借助于脉冲宽度调制利用确定的目标开关频率(f_p_s)和预先给定的目标初始角度(alpha_s)来操控逆变器。
提供了一种用于操控逆变器的方法。所述逆变器将直流电压转换为多相的交流电压以为电机供电。为此使用脉冲宽度调制。在脉冲宽度调制(PWM)的情况下，逆变器的开关元件优选以不同的占空比以优选恒定的开关频率被操作。在此，每个开关元件在每个PWM周期被接通和关断(最多)一次。开关频率对应于脉冲宽度调制的周期持续时间的倒数。这种PWM方法也称为载波频率方法。在载波频率方法中，开关模式遵循固定的开关-或计算栅格，即载波频率。由于操作开关元件，输入直流电压被转换为具有能够变化的幅度、相位和电频率的多相的输出电压。电频率与电机的转速成比例。开关频率远远大于电频率，因此能够借助于操作开关元件来产生具有电频率的正弦形的交流电压。如果使用具有固定的开关频率的脉冲宽度调制，则电频率相对于开关频率的比例不是恒定的，因为轿车(PKW)中电机的转速不断变化。因此，这两个频率相对彼此是异步的。虽然在运行期间开关频率经常改变，以便例如减少开关损耗，但是在此它并不强制性地跟踪电频率，因此仍然不存在同步性。因此，该方法包括以下步骤：确定电机的电频率；确定用于脉冲宽度调制的目标开关频率。所述目标开关频率在此应该与电机的电频率同步。这意味着，开关频率相对于电频率的比例或商是恒定的并且优选地是整数。在这种角度同步的方法中，开关元件优选根据电角度在每个电周期中接通和关断一次或多次。在角度同步的方法中，开关模式固定地遵循电周期或其角度。由于角度同步的开关，该方法仅从一定的电频率起才适用。它们主要在高的电频率的情况下有其强项。利用块式运行(也称为块式时钟(Blocktaktung)、块式换向(Blockkommutierung)或基频时钟(Grundfrequenztaktung)以及英文称为Six-Step-Mode)的变型方案，电压效率最大化。通过同步性避免了次谐波频率并且降低了开关频次。相应地出现了系统优点，如功率模块的、电机的并且因此整个电驱动器的高的有效作用系数。实现了最大的相电流。声学、EMV和电压纹波以及进而还有机械负荷都被最小化。其它角度同步的方法，例如三重平均脉冲时钟，由于额外的同步开关过程而具有如下特性，即不仅改变了角位置，而且也能够变化地设置得到的电压矢量长度。
此外，在关于定子固定的α/β坐标系中还预先给定了脉冲宽度调制的第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或相对于基本电压矢量之一的目标初始角度。在脉冲宽度调制中，关于定子固定的α/β坐标系用于描述电压曲线的空间矢量，即电压矢量。α轴在关于定子固定的α/β坐标系中指向第一相电压的方向。通过预先给定脉冲宽度调制的第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或相对于基本电压矢量之一的目标初始角度，尤其还预先给定了最大可能的能设置的电压矢量长度，并进而预先给定了最大能设置的可能的电压幅度，该电压幅度能够在输入电压保持不变的情况下借助于脉冲宽度调制来设置。此外，该方法还包括下述步骤：借助脉冲宽度调制利用确定的目标开关频率和预先给定的目标初始角度操控逆变器。
有利地提供一种方法，该方法提供脉冲宽度调制，所述脉冲宽度调制由于其与电频率的同步性还实现了电机的均匀的转矩输出，并且由于预先给定了初始角度实现了调设能变化的最大能设置的电压。这些特性有利地优选能够应用在过调制的范围内和/或能够用于从脉冲宽度调制到块式运行的过渡，或者反之亦然，以及能够用在块式运行中，以改善能调节性并且产生系统优点。有利地，更有效地充分利用电池电压，因为能够设置较长的电压矢量，从而更多的电压可供使用，这导致了更低的电流并进而导致更少的损耗。PWM方法的同步性有利地用于平稳过渡到块式运行中并且在此期间用于进行调节。在块式运行中，电压矢量优选地根据目标值变化和干扰来调整，即延长或缩短。与较高的同步时钟方法相比，实施费用和维护费用优选更低。优选地，其它PWM调制方法(例如SVPWM、Flat-Top)也能够通过仅仅跟踪开关频率以合适的恒定的比例被优化。从而避开了过调制(或者也在更小的调制(Aussteuerungen))中的损耗巨大的(稳定性)效应。同时，以相同或者甚至更低的损耗实现了更高的过调制。在较低的电频率下，同步性的优势已变得能够使用。由于已经在较低频率下的能使用性比对于块式运行来说常见，所以利用同步方法为运行点提供了较高的可用性。优选地，电频率相对于目标开关频率和相对于目标初始角度的比例的调设通过控制或调节或混合(预控制和调节)进行。
在本发明的另一设计方案中，电频率乘以能预先给定的整数的开关数，以确定脉冲宽度调制的、与电机的电频率同步的目标开关频率。
为了确定应该与电机的电频率同步的目标开关频率，将电频率乘以能预先给定的整数的开关数。该能预先给定的开关数优选在三相电驱动系统的情况下为6及其倍数(6、12、18、24...)。
有利地提供一种用于确定脉冲宽度调制的、与电频率同步的目标开关频率的方法。由于逆变器的拓扑结构(例如具有B6桥的三相)，并非所有的开关数都适合于过调制。在开关数不合适时(例如在三相系统中开关数为7)，电压矢量在过调制中被不同程度地缩短，这导致了相电压中的直流分量和次谐波的振荡。这一方面导致了显著的损耗、舒适度损失(转矩波动)、信号振荡(困难的实际值检测)、较差的调节质量，并且另一方面导致了，仅能有限地充分利用过调制且不能用作用于在PWM方法和块式运行之间的过渡的方法。开关数越小，则这些缺点变得越大。在异步PWM方法中(在该异步PWM方法中开关数连续变化)，不可避免地也会遇到不合适的开关情况。因此，虽然该问题仅出现在个别的开关数的情况下，但是通常整体限制了最大可能的过调制。优选通过同步化和合适的开关数(例如6、8、9、10、12、14、15、16、18、21......)来使用过调制的额外潜力，在所述合适的开关数的情况下原则上不出现这些现象。优选通常有意义的是，降低开关频率，以便减少单个构件中产生的损耗。较低的开关频率导致了，即使在低至中等的转速下也已经得到小的开关数(q<20)，并且该小的开关数由于在遇到不合适的开关数时提到的缺点又对其它构件产生不利的影响。同步化优选阻止出现这些缺点并且因此实现了无损地和/或进一步地降低开关频率。
因为电压在弱磁()时最大，所以通过更多的过调制提高最大可能的电压优选引起了较小的电流，由此产生了更少的损耗并且提高了效率。
在用于至块式运行的过渡时，一定的开关数优选提供了平稳过渡的可能性。具有变得越来越小的零矢量(脉冲)/更大调制的脉冲形状越来越对应于在块式运行中的电流曲线。如果还存在足够高的电频率和/或如果存在足够的最小目标电压矢量长度/调制指数(即接近或处于弱磁中)，则块式运行是有利的。如果存在必要的标准，则优选地激活过渡到块式运行中。如果不再存在所述标准，则激活从块式运行到PWM方法中的过渡。即所述过渡描述了两个方向。对于尽可能持续的过渡来说，优选预先给定合适的开关数(例如6、8、9、10、12、14、15、16、18、21...)。然后优选能够灵活地调设电压矢量长度或调制指数。在过渡到块式运行中时，优选利用最大电压矢量长度极限调设开关数，该最大电压矢量长度极限对应于先前的开关数的最大电压矢量长度极限。在时间上，或者取决于其它或另外的系统状态优选改变最大能设置的电压矢量长度，直至其达到块式运行的电压矢量长度。为此，优选将电压脉冲减小直到最小脉冲宽度，直至开关模式精确地对应于块式运行的开关模式。在此，在低于最小脉冲宽度时优选根本不接通脉冲。一旦最大的电压矢量长度极限对应于块式运行的极限，则结束所述过渡并优选转换到块式运行中。从块式运行到脉冲宽度调制中的过程优选相应地颠倒地进行。如果在过渡期间针对目标调制方法(PWM方法或块式运行)的决定发生变化，则优选使所述过渡再次颠倒。优选在同步的SVPWM方法的最大调制中更换到块式运行中。如果调节器在更换过程期间由于干扰或目标值变化必须缩短其电压矢量长度，则优选地这必须继续是可行的，以便不限制调节行为。这种缩短优选也能够通过同步化的SVPWM方法来进行。
在本发明的另一设计方案中，第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或者相对于基本电压矢量之一的目标初始角度基于运行点规定被预先给定，且尤其为0°或30°。
目标初始角度基于运行点规定被预先给定。由关于定子固定的α/β坐标系可以看出，根据目标初始角度的选择利用脉冲宽度调制能够设置不同的最大的电压。根据现有的运行点规定，例如在提高电机的转速时，其要求从脉冲宽度调制过渡至块式换向中，则选择能够实现各自必要的最大电压的调设的目标初始角度。用于最小能调设的电压的目标初始角度在三相电驱动系统中以360°/(2*q)得出。因此，对在三相系统中的应用和q＝6来说，初始角度在此优选为30°。例如像从图2中能够得出的那样，相应地在初始角度为90°、150°、210°或270°时，即距确定的初始角度的距离为360°/q的情况下，优选得到在q＝6时相当的效果。在电驱动系统中，与相的数量无关地在相对于关于定子固定的α轴或者相对于基本电压矢量之一的目标初始角度为0°时得到用于最大能调设的电压的目标初始角度。如上所述，在初始角度为60°、120°、180°或240°时，优选对于初始角度来说距离为360°/q时得到在q＝6时相当的效果。
有利地提供了一种用于预先给定用于脉冲宽度调制的第一电压矢量的目标初始角度的方法。
在本发明的另一设计方案中，当电机的确定的电频率的数值大于能预先给定的第一极限值和/或小于能预先给定的第二极限值时，执行用于操控电机的方法。
如果电机的确定的电频率的数值大于能预先给定的第一极限值和/或小于能预先给定的第二极限值，则电机处于一转速范围中，在该转速范围内能够进行同步的脉冲宽度调制，即一脉冲宽度调制，其开关频率与电机的电频率同步。这是可行的，因为电频率明显大于零。此外，电机处于一转速范围中，在该转速范围内仍然能够执行脉冲宽度调制，因为转速仍未太接近开关频率。
有利地提供了一种可实现同步的脉冲宽度调制的有效使用的方法。
在本发明的另一设计方案中在过调制的运行点中执行用于操控逆变器的方法。
有利地提供了一种用于在过调制的运行中操控逆变器的方法。有利地借助于该方法使得在过调制的运行点中的转矩振荡最小化并且使得在从脉冲宽度调制到块式换向的过渡期间的转矩跳跃最小化，这通过下述方式来实现：能调设的电压随着接近从脉冲宽度调制到块式换向的过渡而被最大化。
在本发明的另一设计方案中，如果电机的确定的电频率的数值小于能预先给定的第一极限值，则利用能预先给定的开关频率实施经脉冲宽度调制的空间矢量调制，以用于操控逆变器，其中能预先给定的开关频率尤其至少部分地相对于所述电频率是异步的。
如果电机的确定的电频率的数值小于能预先给定的第一极限值，则该方法规定，借助于脉冲宽度调制利用能预先给定的开关频率操控逆变器。在此，电机优选处于电机的极低的转速范围内，在该极低的转速范围内不能进行同步的脉冲宽度调制。因此，在该转速范围内借助于异步的脉冲宽度调制操控逆变器。
有利地提供了一种用于在低转速下操控逆变器的方法。
在本发明的另一设计方案中，如果电机的确定的电频率的数值大于能预先给定的第二极限值，则实施相对于电频率同步的调制、尤其是块式换向，以用于操控逆变器。
如果电机的确定的电频率的数值大于能预先给定的第二极限值，则该方法规定，借助相对于电频率同步的调制、尤其是块式换向来操控逆变器。在此，电机优选处于电机的极高的转速范围内，在该极高的转速范围内脉冲宽度调制不再是最优的或者可行的，因为电频率太接近开关频率。因此，在该转速范围内借助于同步的脉冲宽度调制操控逆变器。
有利地提供了一种用于在高转速下操控逆变器的方法。
此外，本发明还涉及一种计算机程序，所述计算机程序包括指令，在通过计算机执行该程序时，这些指令使该计算机执行目前为止描述的方法。
此外，本发明还涉及一种机器可读的存储介质，所述机器可读的存储介质包括指令，在通过计算机执行时，这些指令使该计算机执行目前为止描述的方法。
此外，本发明还涉及一种用于操控逆变器的装置，其中所述装置包括具有电压调制的电流调节回路，其特征在于，所述装置包括第一控制-或调节回路，以用于确定和预先给定相对于电频率同步的目标开关频率，并且所述装置设置用于，执行根据权利要求1至7中任一项所述的方法。
提供了一种用于操控逆变器的装置。所述装置包括具有电压调制的电流调节回路。电流调节回路用于调节经过电机的电流。电压调制用于转变将输入直流电压转换成逆变器的输出交流电压，所述输出交流电压最终在连接的电机中形成经过电机的电流。所述装置还包括控制-或调节回路。该控制-或调节回路用于确定和预先给定相对于电频率同步的目标开关频率。此外，该装置设置用于执行目前为止描述的方法。
有利地提供了一种执行脉冲宽度调制的装置，该脉冲宽度调制由于其相对于电频率的同步性还实现了电机的均匀的转矩输出，并且由于预先给定了初始角度实现了可变化的最大能设置的电压的调设。
此外，本发明涉及一种传动系，所述传动系具有用于操控逆变器的装置并且尤其具有功率电子器件(Leistungselektronik)和/或电驱动器。这种传动系例如用于驱动电动车辆。借助于所述方法和所述装置实现了传动系的高效运行。
此外，本发明涉及一种具有所述传动系的车辆。因此有利地提供了一种车辆，所述车辆包括用于操控逆变器的装置。
不言而喻，根据本发明的方法的特征、特性和优点相应地适用于或能够应用于所述装置或所述传动系和所述车辆，且反之亦然。
所述方法和所述装置优选还能够用于具有不同相数的逆变器、机器和其它的驱动解决方案。最大电压矢量长度的极限优选是连续的，曲线在此可以是任意的，优选是均匀的。优选地，代替块式运行，操控另一角度同步的调制方法。
本发明的实施方式的其它特征和优点从以下参考附图的描述中得出。
附图说明
在下文中，参考一些附图更详细地解释本发明，为此示出：
图1示例性示出了带有绘出的基本电压矢量的α/β坐标系；
图2示例性示出了带有同步化的脉冲宽度调制的绘出的电压矢量的α/β坐标系；
图3示意性示出了用于确定和预先给定目标开关频率的控制部；
图4示意性示出了用于调节初始角度的调节回路；
图5示意性示出了具有电机的电流调节回路；
图6示意性示出了具有传动系的车辆；
图7示意性示出了用于操控逆变器的方法的流程图。
具体实施方式
例如，图1示出了具有绘出的基本电压矢量u_0至u_7和例如能设置的电压矢量u_s的α/β坐标系。该图示涉及空间矢量调制，也称为SVPWM(空间矢量脉冲宽度调制，英文spacevector pulse width modulation)。该图示示例地针对三相系统。因此，在基本电压矢量u_1至u6之间分别出现60°的角度。在这种调制中，能够在六边形内部以调设方式在时间上平均地设置每个电压矢量(例如u_s)，即来自其基本电压矢量份额的经调制的(目标)电压矢量。通过在圆形路径上相继的电压矢量能够由此建立例如正弦信号，优选用于为电机通电。绘制的六边形的内圆代表最大可能的能设置的正弦相电压。如果扩大圆形并将其限制在超出所述六边形的任意位置，则电压被过调制。调制处于过调制的运行点中。在该范围内没有理想的正弦可以被映射出来。
图2示例性地针对三相系统示出了带有同步化的脉冲宽度调制的绘出的六个电压矢量(利用点表示)的α/β坐标系。脉冲宽度调制是同步化的，因为开关频率选择为，使得其对应于电频率的整数倍数。例如，作为整数倍数，示出了开关数q＝6，因此在360°的电周期内恰好存在六个开关频率周期的位置，所述开关频率周期在电周期的相应60°上延伸。取决于选择脉冲宽度调制的第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或者相对于基本电压矢量之一的哪个目标初始角度alpha_s得到不同大小的最大能设置的电压，因为其与六边形内部最大能描绘的电压矢量长度相关。由图示能够读出开关数q＝6，该开关数表明，每个电转或周期设置多少个电压矢量。此外，能够读出初始角度alpha_s，该初始角度表明，第一电压矢量相对于α轴具有哪个角度。由于逆变器的拓扑结构(此处：3相、B6-拓扑结构)，并非所有的开关数都适合过调制。在开关数不合适时，电压矢量在过调制中被不同程度地缩短，这导致在相电压中出现直流分量和次谐波振荡。这一方面导致了显著的损耗、舒适度损失(转矩波动)、与困难的实际值检测相关的信号振荡、较差的调节质量，并且另一方面导致了，仅能有限地充分利用过调制且不能用作在脉冲宽度调制方法和块式运行或块式换向之间的过渡方法。开关数越小，则这些缺点变得越大。在异步PWM方法中(在该异步PWM方法中开关数连续变化)，不可避免地也会遇到不合适的开关情况。因此，虽然该问题仅出现在个别的开关数的情况下，但是通常优选整体限制最大可能的过调制。
图3示出了用于确定和预先给定目标开关频率f_p_s的控制部210的示意性图示。目标开关频率f_p_s借助于控制部210确定并输出为能预先给定的开关数q与电频率f_el的乘积。
图4示出了用于调节初始角度的调节回路的示意性图示。为此，目标初始角度alpha_s和实际初始角度alpha_i的调节差被馈送到调节器220。调节器220根据调节差和电频率f_el确定优化的开关频率f_p_c。在第一节点232中，该优化的开关频率优选与目标开关频率f_p_s汇聚，其中该优化的开关频率还优选能够通过节点234中的开关频率f_p_dis的干扰被叠加，从而得到实际开关频率f_p_i，该实际开关频率随后被馈送到调节段。该调节段优选是用于电机的电流调节部。
图5示出了具有电机270的电流调节回路280的示意性图示。电流调节回路280优选地还包括电流调节器240、电压调制250和逆变器260。根据由目标电流和实际电流i_i_u，v，w以及电机的电频率f_el(或电机的相应的转速)得到的调节差，电流调节器240针对各个相确定目标电压u_s_u，v，w。根据目标电压u_s_u，v，w和电机的电频率，电压调制250优选利用实际开关频率f_p_i确定用于操控逆变器260中的开关元件的开关时间t_i。基于对开关元件的操控，得到了在电机270的各个相中的相应的电压曲线。优选能够仅通过影响实际开关频率f_p_i以及使用现有的算法(例如SVPWM、Flattop等)实现对开关数和初始角度的调设。为此，在现有的电流调节回路280(在该现有的电流调节回路中还嵌入了电压调制250)中，借助于附加的控制-或调节回路220和/或控制部210预先给定实际开关频率f_p_i。根据当前的电频率f_el和开关数q以及被控制/被调节的值，附加的控制-或调节回路220和/或控制部210计算该实际开关频率f_p_i，优选被优化的开关频率f_p_c或者开关频率的修正分量，以便得到电压矢量的目标初始角度alpha_s的期望的角位置。用于设置开关数和初始角度的功能优选或者是被调节或者被控制或者是控制和调节的混合，这取决于静态运行中以及在目标参量变化时的要求。
图6示出了示意性地示出的具有传动系300的车辆400。图示示例性示出了具有四个轮子290的车辆400，其中本发明同样能够用于具有任何数量的轮子的在陆地、水上和空中的任何车辆。除了用于操控逆变器260的装置200之外，传动系300尤其还包括用于为电传动系300供给电能的牵引电池295、逆变器260和/或电机270。
图7示出了用于操控逆变器260的方法100的示意性流程。该方法从步骤110开始。在步骤120中，确定电机270的电频率f_el。利用步骤130确定用于脉冲宽度调制的目标开关频率f_p_s，其中目标开关频率f_p_s与电机的确定的电频率f_el同步。在步骤140中，脉冲宽度调制的第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或者相对于基本电压矢量之一的目标初始角度alpha_s被预先给定。在步骤150中，逆变器260借助于脉冲宽度调制利用确定的目标开关频率f_p_s和预先给定的目标初始角度alpha_s运行。该方法以步骤160结束。
Claims (12)
1.一种用于操控逆变器(260)的方法(100)，其中所述逆变器(260)将直流电压转换为多相交流电压以为电机(270)供电，所述方法具有下述步骤：
确定(120)所述电机(270)的电频率(f_el)；
确定(130)用于脉冲宽度调制的目标开关频率(f_p_s)，其中所述目标开关频率(f_p_s)与所述电机的确定的电频率(f_el)同步；
预先给定(140)所述脉冲宽度调制的第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或者相对于基本电压矢量之一的目标初始角度(alpha_s)；
借助于脉冲宽度调制利用所述确定的目标开关频率(f_p_s)和所述预先给定的目标初始角度(alpha_s)操控(150)所述逆变器(260)。
2.根据权利要求1所述的方法(100)，其中所述电频率(f_el)乘以整数的能预先给定的开关数(q)，以确定所述脉冲宽度调制的、与所述电机的所述电频率(f_e1)同步的目标开关频率(f_p_s)。
3.根据权利要求1所述的方法(100)，其中第一电压矢量相对于关于定子固定的α轴或者相对于基本电压矢量之一的所述目标初始角度(alpha_s)基于运行点规定被预先给定且尤其为0°或30°。
4.根据前述权利要求中任一项所述的方法(100)，其中，当所述电机(270)的所述确定的电频率(f_el)的数值大于能预先给定的第一极限值(f_1)和/或小于能预先给定的第二极限值(f_2)时，执行用于操控所述电机(270)的所述方法(100)。
5.根据权利要求4所述的方法，其中在所述过调制的运行点中执行用于操控逆变器(260)的所述方法(100)。
6.根据权利要求4所述的方法(100)，其中，如果所述电机(270)的所述确定的电频率(f_el)的数值小于所述能预先给定的第一极限值(f_1)，则利用能预先给定的开关频率(f_v)实施经脉冲宽度调制的空间矢量调制，以用于操控逆变器(260)，其中所述能预先给定的开关频率(f_v)尤其至少部分地相对于所述电频率(f_e1)是异步的。
7.根据权利要求4所述的方法(100)，其中，如果所述电机(270)的所述确定的电频率(f_e1)的数值大于所述能预先给定的第二极限值(f_2)，则实施相对于所述电频率同步的调制，尤其是块式换向，以用于操控逆变器(260)。
8.一种计算机程序，所述计算机程序包括指令，当通过计算机执行所述程序时，这些指令使该计算机执行根据权利要求1至7所述的方法(100)。
9.一种计算机可读的存储介质，所述计算机可读的存储介质包括指令，当通过计算机执行时，这些指令使该计算机执行根据权利要求1至7所述的方法(100)。
10.一种用于操控逆变器(260)的装置(200)，
其中，所述装置包括具有电压调制(250)的电流调节回路(280)，
其特征在于，所述装置包括第一控制-或调节回路(210)，以用于确定和预先给定相对于所述电频率(f e1)同步的所述目标开关频率(f_p_s)，并且所述装置设置用于，执行根据权利要求1至7中任一项所述的方法。
11.一种具有根据权利要求10所述的装置(200)的传动系(300)。
12.一种具有根据权利要求11所述的传动系(300)的车辆(400)。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE102020215893.2 | 2020-12-15 | ||
| DE102020215893.2A DE102020215893A1 (de) | 2020-12-15 | 2020-12-15 | Verfahren und Vorrichtung zur Ansteuerung eines Wechselrichters |
| PCT/EP2021/083970 WO2022128508A1 (de) | 2020-12-15 | 2021-12-02 | Verfahren und vorrichtung zur ansteuerung eines wechselrichters |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN116686209A true CN116686209A (zh) | 2023-09-01 |
Family
ID=78851083
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202180084413.0A Pending CN116686209A (zh) | 2020-12-15 | 2021-12-02 | 用于操控逆变器的方法和装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20240022198A1 (zh) |
| EP (1) | EP4264821A1 (zh) |
| CN (1) | CN116686209A (zh) |
| DE (1) | DE102020215893A1 (zh) |
| WO (1) | WO2022128508A1 (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115347845B (zh) * | 2022-10-17 | 2023-01-03 | 势加透博洁净动力如皋有限公司 | 一种高速电机载频调制方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102223138B (zh) * | 2011-06-27 | 2013-04-03 | 株洲南车时代电气股份有限公司 | 一种电机同步调制方法及其控制系统 |
| DE102011081216A1 (de) | 2011-08-18 | 2013-02-21 | Robert Bosch Gmbh | Drehstrommaschinen-Ansteuerverfahren und -vorrichtung |
| CN105656337B (zh) * | 2015-12-25 | 2018-12-14 | 冶金自动化研究设计院 | 一种大功率三电平整流器中点电压平衡控制的方法 |
| DE102016211858A1 (de) * | 2016-06-30 | 2018-01-04 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Ansteuerung eines Wechselrichters |
-
2020
- 2020-12-15 DE DE102020215893.2A patent/DE102020215893A1/de active Pending
-
2021
- 2021-12-02 CN CN202180084413.0A patent/CN116686209A/zh active Pending
- 2021-12-02 WO PCT/EP2021/083970 patent/WO2022128508A1/de active Application Filing
- 2021-12-02 US US18/257,381 patent/US20240022198A1/en active Pending
- 2021-12-02 EP EP21824366.5A patent/EP4264821A1/de active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP4264821A1 (de) | 2023-10-25 |
| WO2022128508A1 (de) | 2022-06-23 |
| DE102020215893A1 (de) | 2022-06-15 |
| US20240022198A1 (en) | 2024-01-18 |
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