CN116610176A - 包括电荷泵电路的电压调节器 - Google Patents

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M·卡里希米
M·帕索蒂
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Abstract

本公开涉及包括电荷泵电路的电压调节器。在实施例中，电压调节器具有接收输入电压的输入节点和输出节点。电压调节器具有电荷泵电路，其接收升压控制信号以基于升压控制信号来升压输入电压。所述电压调节器还具有反馈调节电路，所述反馈调节电路被配置为接收所述输出电压根据所述输出电压提供第一操作控制信号和第二操作控制信号；阶段控制电路，所述阶段控制电路被配置为接收所述第一操作控制信号并且根据所述第一操作控制信号控制所述升压控制信号；以及滤波器，其耦合到所述输出节点，被配置为接收所述第二操作控制信号且被配置为向所述输出节点注入电荷或从所述输出节点吸收电荷，所述电荷根据所述第二操作控制信号。

Description

包括电荷泵电路的电压调节器
相关申请的交叉引用
本申请要求2022年2月15日提交的意大利申请No.102022000002786的优先权，该申请在此全文引入作为参考。
技术领域
本发明大体上涉及电压调节器，并且在特定实施例中，涉及一种具有电荷泵电路的电压调节器。
背景技术
一般来说，具有电荷泵电路的电压调节器用于通过利用用作电荷累积元件的电容器之间的时钟控制电荷转移来生成高于相应输入电压的输出电压(即，操作为DC－DC升压转换器)。
特别地，在SoC(片上系统)应用中，经常需要生成高内部电压来驱动特定的电路块。
举例来说，电荷泵电路用于例如快闪，EEPROM或PCM类型的非易失性存储器中，其中通过向存储器单元施加高于存储器内可用的内部供应电压的电压来执行编程和擦除操作。
图1示出了已知电压调节器1的框图，包括耦合在输入电压VIN处的输入节点6和输出电压VOUT处的输出节点7之间的电荷泵电路5。具有电容CL的电容负载9耦合在输出节点7和地之间。电荷泵电路5包括在输入节点6和输出节点7之间级联(或串联)的一个或多个电荷泵级，例如电压倍增器，这里未示出。
电压调节器1提供电荷泵电路5(即，其具有被配置为控制电荷泵电路5的激活的控制环路电路)的接通－断开调节，使得输出电压VOUT保持在参考所需电压VREF。
电压调节器1包括接收输出电压VOUT和参考电压VREF并提供停止信号STOP的比较器11；振荡器13，其耦合到比较器11的输出并提供时钟信号CLK；以及逻辑电路15，其接收时钟信号CLK和输入电压VIN并向电荷泵电路5提供阶段或升压信号PHASES。
阶段信号PHASES是方波信号，其具有时钟信号CLK的频率并控制电荷泵电路5的级的功能。
如图2的时序图所示，在使用中，电压调节器1具有接通阶段和断开阶段，在接通阶段，输出电压VOUT小于参考电压VREF，在断开阶段，输出电压VOUT高于参考电压VREF。
在接通阶段，比较器11将停止信号STOP保持在低值，逻辑电路15在低值和高值之间切换阶段信号PHASES，以激活电荷泵电路5并增加输出电压VOUT的值。
在断开阶段中，比较器11将停止信号STOP保持在高值，并且逻辑电路15冻结阶段信号PHASES的换向，从而停止电荷泵电路5的工作。
然而，电压调节器1、比较器11、振荡器13和逻辑电路15每个都具有在有效时刻引入延迟的响应时间，在该有效时刻阶段之间切换的有效时刻引入延迟。
如图2所示，由于比较器11的延迟，比较器11将停止信号STOP切换到高值的时刻t2，关于输出电压VOUT有效地越过参考电压VREF来将该切换关于时刻t1延迟。
此外，逻辑电路15冻结阶段信号PHASES的切换的时刻t3由于逻辑电路15的延迟而关于时刻t2被延迟。
实际上，在电荷泵电路5应当停止工作的时刻t1和电荷泵电路5停止工作的时刻t2之间，输出电压VOUT保持增加到参考电压VREF之上。
在关断阶段期间，输出电压VOUT由于流过连接在电压调节器1的输出节点7处的负载9和其它电路(这里未示出)的放电电流而降低。
在输出电压VOUT降低到参考电压以下之后(时刻t4)，比较器11将停止信号STOP切换到低值(时刻t5)，并且逻辑电路15开始阶段信号的换向(时刻t6)。
然而，类似于上面所讨论的，在电荷泵电路5应当开始工作的时刻t4和电荷泵电路5开始工作的时刻t6之间，输出电压继续降低到参考电压VREF以下。
实际上，在使用中，在电压调节器1中，输出电压VOUT在参考电压VREF周围振荡，从而形成具有例如高达数百mV(例如，160mV)的高峰-峰振幅VR的纹波。
输出电压VOUT的纹波降低了电压调节器1的性能。例如，如果电压调节器1用在非易失性存储器中，则输出电压VOUT的高纹波引起存储单元的编程电流的变化，从而引起非易失性存储器的错误或故障。
减小纹波的幅度VR的一种方法是将大的滤波电容器并联耦合到负载9(即，在输出节点7和地之间)。滤波电容器具有等于或高于负载9的电容CL的电容值。然而，此方法需要其中形成电压调节器1或并入有电压调节器1的电子装置的电路小片区域的高占用率。
减小纹波的幅度VR的另一种方法是设计更快的调节回路(即，设计比较器11，振荡器13和逻辑电路15)，以响应于输出电压VOUT高于和低于参考电压VREF的变化而更快地作出反应。然而，这种方法增加了电压调节器1的制造成本和设计复杂性。此外，即使采用这种方法，比较器11，振荡器13和逻辑电路15也将保持不能避免的响应延迟。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术的缺点。
根据本发明，提供了如所附权利要求中所限定的电压调节器和用于操作电压调节器的方法。
本电压调节器具有接收输入电压的输入节点和输出节点。电压调节器包括电荷泵电路，电荷泵电路被配置为在输出节点处提供具有相对于输入电压的升压值的输出电压，其中输入电压的升压基于升压控制信号而执行。电压调节器进一步包括反馈调节电路，反馈调节电路被配置为提供根据输出电压的第一操作控制信号和第二操作控制信号；阶段控制电路，阶段控制电路被配置为接收第一操作控制信号并且提供根据第一操作控制信号的升压控制信号；以及滤波器，耦合到输出节点，被配置为接收第二操作控制信号且被配置为向输出节点注入电荷或从输出节点吸收电荷，电荷根据第二操作控制信号。
根据一个实施例，反馈调节电路具有被配置为接收第一操作控制信号并提供第二操作控制信号的反相器。
根据实施例，反相器具有响应于第一操作控制信号的开关而提供第二操作控制信号的响应时间，并且阶段控制电路具有响应于第一操作控制信号的开关而提供阶段控制信号的响应时间。反相器的响应时间短于阶段控制电路的响应时间。
附图说明
为了更好地理解本发明，现在参考附图描述非限制性实施例，其中：
图1示出了包括电荷泵电路的已知电压调节器的框图；
图2示出了图1的电压调节器在使用中的波形的时间图；
图3示出了包括电荷泵电路的本电压调节器的实施例的框图；
图4示出了图3的电荷泵电路的示例性实施例的电路图；
图5示出了图4的电荷泵电路在使用中的波形的时间图；
图6示出了本电压调节器的不同实施例的框图；
图7示出了结合本电压调节器的非易失性存储器的框图；以及
图8示出了本电压调节器的比较器的实施例的电路图。
具体实施方式
图3示出了电压调节电路或电压调节器50，包括连接在接收输入电压VIN的输入节点53和提供输出电压VOUT的输出节点54之间的电荷泵电路52。
电压调节器50将输出电压VOUT提供给耦合在输出节点54和参考电势线(地)57之间的负载(这里是具有电容CL的电容负载55)。
输入电压VIN是低电压，例如包括在1V和4V之间，特别是大约2.8V，其可以是耦合到电压调节器50的内部电源电压(即，电压调节器50的逻辑电源电压VDD或由其它电路组件生成的不同电压，这里未示出)。
电荷泵电路52可包括连接在输入节点53与输出节点54之间的一个升压级或在输入节点53与输出节点54之间相互串联或并联连接的多个升压级。
升压级是已知类型的，例如，根据具体应用，升压级可以各自是倍压器电路或不同类型的电路。
电路泵电路52接收一个或多个阶段信号PHASES(下文中也表示为升压控制信号)，所述阶段信号PHASES控制升压级的选择性激活及去激活以启用每一升压级中所累积的电荷从一个升压级到下一升压级的选择性及交替转移。
电荷泵电路52的示例性实施例在图4中示出并在下文中详细描述。
电压调节器50提供电荷泵电路52的开关调节，以保持输出电压VOUT等于期望的输出电压，例如，包括在4V和6V之间，这里表示为参考电压VREF。
在实施例中，电压调节器50包括比较器58和阶段控制电路60，比较器58接收输出电压VOUT和参考电压VREF并提供操作控制信号，这里表示为停止信号STOP，阶段控制电路60接收停止信号STOP并提供阶段信号PHASES。比较器58响应于比较输出电压VOUT和参考电压VREF而提供停止信号STOP。在该实施例中，停止信号STOP是具有高逻辑值(这里为逻辑电源电压VDD)和低逻辑值(这里为0V)的方波信号。当输出电压VOUT变得高于参考电压VREF时，比较器58将停止信号STOP切换到高逻辑值，而当输出电压VOUT变得低于参考电压VREF时，比较器58将停止信号STOP切换到低逻辑值。在该实施例中，比较器58由逻辑电源电压VDD偏置。
阶段控制电路60包括振荡器63和逻辑控制电路65，振荡器63接收停止信号STOP并提供时钟信号CLK，逻辑控制电路65接收时钟信号CLK并向电荷泵电路52提供阶段信号PHASES。
当停止信号STOP具有低逻辑值时，时钟信号CLK在低逻辑值(例如0V))和高逻辑值(例如逻辑电源电压VDD)之间以高频切换，例如以兆赫兹量级(例如150MHz)。
当停止信号STOP具有高逻辑值时，振荡器63停止在相应的高和低逻辑值之间切换时钟信号CLK。例如，当停止信号STOP从相应的低逻辑值切换到相应的高逻辑值时(即，在停止信号STOP的上升沿上)，振荡器63将时钟信号CLK冻结到其当前(或实际)值。
逻辑控制电路65向电荷泵电路52提供阶段信号PHASES。阶段信号PHASES的数量取决于电荷泵电路52的具体实现，例如，取决于电荷泵电路52的级的数量和具体配置以及类型。仅通过实例且在下文中描述，图5展示图4的电荷泵电路的示范性实施例的阶段信号PHASES的实例。
根据一个实施例，逻辑控制电路65可以包括一个或多个电平移位器电路，其被配置为从时钟信号CLK开始调节阶段信号PHASES的高和低逻辑电压值。例如，如果输入电压VIN不同于逻辑电源电压VDD，则可以使用电平移位器电路。在这种情况下，如图3中的虚线箭头所示，逻辑控制电路65接收输入电压VIN。
电压调节器50进一步包含调节电容器70，其具有电容CB且具有耦合到输出节点54的第一端子70A和接收反相停止信号STOP_N的第二端子70B。
调节电容器70的电容CB小于负载电容，例如包括在负载55的电容CL的1/30和1/10之间，特别是1/20。在实施例中，调节电容器70的电容CB与负载55的电容CL之间的比率可以根据ΔV与逻辑电源电压VDD之间的比率来选择，其中ΔV是在使用中输出电压VOUT的纹波的期望电压降低，如在下文中详细讨论的。
在实施例中，电压调节器50还包括反相器75，其接收停止信号STOP并提供反相的停止信号STOP_N。在该实施例中，反相器75被偏置为逻辑电源电压VDD。然而，反相器75可被偏置为不同的电压(例如，输入电压VIN)。
反相器75相对于停止信号STOP的开关具有例如数纳秒(例如，包括在1ns和6ns之间)的低响应时间。
在实施例中，响应于停止信号STOP从相应的低逻辑值切换到相应的高逻辑值，反相器75在例如数纳秒的短时间间隔内，特别是包括在1ns和6ns之间，将反相的停止信号STOP_N从相应的高逻辑值切换到相应的低逻辑值。
类似地，响应于停止信号STOP从相应的高逻辑值切换到相应的低逻辑值，反相器75在短时间间隔(例如，几纳秒，具体包括在1ns和6ns之间)内将反相的停止信号STOP_N从相应的低逻辑值切换到相应的高逻辑值。
实际上，反相器75的响应时间小于由阶段控制电路60对停止信号STOP的开关作出反应(即，开始或停止电荷泵电路52的操作)所花费的时间。
实际上，反相器75和比较器58形成反馈调节电路77，在图3中由虚线表示，其被配置为提供根据输出电压VOUT的停止信号STOP和反相的停止信号STOP_N，特别是根据输出电压VOUT和参考电压VREF之间的比较来提供停止信号STOP和反相的停止信号STOP_N。
仅作为示例，图4示出了具有在电荷泵电路52的中间节点82处相互耦合的两个升压级80A，80B的电荷泵电路52的详细实施例。升压级80A具有接收输入电压VIN的输入节点83和直接连接到中间节点82的输出节点。升压级80B具有直接连接到中间节点82的输入节点和提供输出电压VOUT的输出节点84。
升压级80A，80B(此处彼此相等)各自为电压双倍电路，并且各自由耦合在相应输入节点83，82与相应级中间节点86之间的相应第一部分85A及耦合在相应级中间节点86与相应输出节点82，84之间的相应第二部分85B形成。
升压级80A，80B的第一部分85A由两个泵浦电容器87A，87B形成，所述两个泵浦电容器87A，87B具有通过相应开关(此处为两个MOSFET晶体管88)耦合到相应升压级80A，80B的输入节点83，82的第一端子。泵浦电容器87A，87B的第一端子还耦合到相应MOSFET晶体管89的栅极端子，MOSFET晶体管89的导电端子(源极和漏极)连接到相应升压级80A，80B的输入节点83，82和级中间节点86。
升压级80A，80B的第二部分85B由两个泵浦电容器90A，90B形成，所述两个泵浦电容器90A，90B具有通过相应开关(此处为两个MOSFET晶体管91)耦合到相应升压级80A，80B的输出节点82，84的第一端子。泵浦电容器90A，90B的第一端子还耦合到相应MOSFET晶体管92的栅极端子，MOSFET晶体管92的传导端子(源极和漏极)连接到相应升压级80A，80B的输出节点82，84和级中间节点86。
升压级80A，80B还各自具有两个通道电容器93，通道电容器93的第一端子耦合到相应升压级80A，80B的中间节点86。
根据图4的示例，逻辑控制电路65提供多个阶段信号PHASES，包括提供给升压级80A的阶段信号P1，P2，P1_N，P2_N，CKA和CKB(其示例在图5中示出)以及提供给升压级80B的阶段信号P12，P22，P1_N2，P2_N2，CKA2和CKB2。
在实施例中，阶段信号P1和P2被分别提供给泵浦电容器87A的第二端子和泵浦电容器87B的第二端子。阶段信号P1_N和P2_N分别相对于阶段信号P1和P2是互补的(取反的)，并且分别被提供给泵浦电容器90A的第二端子和泵浦电容器90B的第二端子。阶段信号CKA和CKB中的一个相对于另一个求反，并分别提供给通路电容器87A，87B。在该实施例中，阶段信号P12，P22，P1_N2，P2_N2，CKA2和CKB2分别等于阶段信号P1，P2，P1_N，P2_N，CKA和CKB，并且具有与其成90°的相移。
在使用中，电压调节器50具有接通阶段和断开阶段，在接通阶段，电荷泵电路52是激活的并且启用输入节点52与输出节点54之间的电荷累积和转移，在断开阶段处电荷泵电路52被停用且输入节点52与输出节点54之间的电荷累积和转移被停止。在接通阶段期间，输出电压VOUT随时间增加。
举例来说，参考图4的电荷泵电路52的示例性实施方案，图5展示电压调节器50的接通阶段期间阶段信号P1，P2，P1_N，P2_N，CKA和CKB在时间上的可能行为。在实施例中，阶段信号P1，P2，P1_N，P2_N，CKA和CKB在接通阶段期间在相应的高逻辑值与相应的低逻辑值之间振荡，以使得能够通过电路泵电路52的升压级80A，80B在输入节点52与输出节点54之间顺序地累积和转移电荷。
在关断阶段期间，阶段信号PHASES具有恒定值(即，不振荡)，从而停用通过电荷泵电路52的电荷的累积和转移。在关断阶段期间，输出电压VOUT由于流过负载55(即，从输出节点54到地57)的电流而随时间减小。
在电压调节器50中，在接通阶段期间，当输出电压VOUT变得高于参考电压VREF时，比较器58将停止信号STOP切换到相应的高值(即，逻辑电源电压VDD)。
因此，反相器75将反相的停止信号STOP_N切换到相应的低值。当反相停止信号STOP_N从高值(即，电源逻辑电压VDD)切换到低值(即，0V)时，在调节电容器70的第二端子70B处发生等于高值与低值(即，等于VDD)之间的差的电压变化。因此，调节电容器70从输出节点54吸收等于CB·VDD的电荷，从而降低输出电压VOUT的值。
因此，即使阶段控制电路60在停止阶段信号PHASES并停用电荷泵电路52之前具有时间延迟，在该时间延迟期间将发生的输出电压VOUT的增加至少部分地由调节电容器70所吸收的电荷CB·VDD来补偿。
在电压调节器50的关断阶段期间，当输出电压VOUT降低到参考电压VREF以下时，比较器58将停止信号STOP切换到相应的低值(即，0V)。因此，反相器75将反相的停止信号STOP_N切换到相应的高值(即，逻辑电源电压VDD)。
当反相停止信号STOP_N从低值(即，0V)切换到低值(即，电源逻辑电压VDD)时，在调节电容器70的第二端子70B处发生等于低值与高值(即，等于VDD)之间的差的电压变化。因此，调节电容器70向输出节点54注入等于CB·VDD的电荷，从而增加输出电压VOUT的值。
因此，即使阶段控制电路60在激活电荷泵电路52之前具有时间延迟，在时间延迟期间将发生的输出电压VOUT的降低至少部分地由调节电容器70注入到输出节点54的电荷CB〃VDD来补偿。
实际上，调节电容器70充当向输出节点54注入电荷量或从输出节点54吸收电荷量的滤波器，所述电荷量根据反相停止信号STOP_N。
例如，考虑到VDD＝1V并且调节电容器70的电容CB是负载电容器55的1/20，停止信号STOP的高－低(或低－高)开关可以将输出电压VOUT改变数十毫伏。
申请人已经证实，相对于参考图1和2描述的已知电压调节器1的输出电压VOUT的纹波的峰-峰幅度VR，电压调节器50的输出电压VOUT的纹波的峰峰幅度可以减小例如大约40％。
例如在设计阶段或在使用中，通过调节反相的停止信号STOP_N的高－低电压差的绝对值和调节电容器70的电容CB的值，可以调节注入到输出节点54和从输出节点54吸收的电荷，从而调节输出电压VOUT的纹波的峰－峰幅度的校正量。
通过保持调节电容器70的电容CB远小于电容性负载55的电容CL，可以减小输出电压VOUT的纹波，这允许电压调节器50较小的管芯面积，从而导致较低的制造成本。
图6示出了由150表示的本电压调节器的不同实施例。电压调节器150具有类似于图2的电压调节器50的一般结构；因此，共同的元件由相同的附图标记表示，并且不再进一步描述。
在实施例中，电压调节器150包括耦合在输入节点53和输出节点54之间的电荷泵电路52；比较器58接收输出电压VOUT并提供停止信号STOP；阶段控制电路60接收停止信号STOP并提供阶段信号PHASES。电压调节器150还包括表示为第一调节电容器70的调节电容器70和表示为第一反相器75的反相器75。电压调节器150还包括第二调节电容器153和第二反相器155。第二调节电容器153具有小于电容性负载55的电容CL的电容CB2，例如包括在电容CL的1/30和1/10之间，特别是电容CL的大约1/20。
第二调节器电容器153具有耦合到输出节点54的第一端子153A和耦合到第二反相器155的输出的第二端子153B。第二倒相器155从第一倒相器75接收倒相停止信号STOP_N第一反相停止信号STOP_N，并在输出端提供第二反相停止信号STOP_NN。
实际上，第一反相器75，比较器58和第二反相器175形成反馈调节电路，这里由177表示并由虚线表示，该反馈调节电路被配置为提供停止信号STOP，第一反相停止信号STOP_N和第二反相停止信号STOP_NN根据输出电压VOUT，特别是根据输出电压VOUT和参考电压VREF之间的比较。
第二反相器155由逻辑电源电压VDD偏置。在该实施例中，第二反相停止信号STOP_NN的高逻辑值是逻辑电源电压VDD，并且第二反相停止信号STOP_NN的低逻辑值是0V。
第二反相器155的响应时间比第一反相器75的响应时间高，例如高至少十倍，例如高数十纳秒，特别是包括在20ns和100ns之间。
第二反相器155的响应时间可以等于或高于阶段控制电路60对停止信号STOP的开关作出反应(即，开始或停止电荷泵电路52的操作)所花费的时间。
在实施例中，响应于第一反相停止信号STOP_N从相应的低逻辑值切换到相应的高逻辑值，第二反相器155在例如数十纳秒的时间间隔内，特别是包括在20ns和100ns之间，将第二反相停止信号STOP_NN从相应的高逻辑值切换到相应的低逻辑值。
响应于第一反相停止信号STOP_N从相应的高逻辑值到相应的低逻辑值的切换，第二反相器155在例如数十纳秒的时间间隔内，特别是包括在20ns和100ns之间，将第二反相停止信号STOP_NN从相应的低逻辑值切换到相应的高逻辑值。
实际上，第二反相器155具有低驱动能力，使得第二调节电容器153的第二端子153B从低逻辑值被驱动到高逻辑值，并且从高逻辑值被驱动到低逻辑值，其斜率可以持续数十纳秒(即，比第一反相器75的响应时间慢)。
在使用中，类似于参考图3对于第一调节电容器70所描述的，停止信号STOP中的开关以及因此第二反相停止信号STOP_NN中的开关使得等于CB2〃VDD的电荷从电压调节器150的输出节点54缓慢地吸收或注入到电压调节器150的输出节点54。
在实施例中，当停止信号STOP从相应的高逻辑值切换到相应的低逻辑值时，第二停止反相信号STOP_NN也从相应的高逻辑值切换到相应的低逻辑值，从而从输出节点54吸收电荷CB2〃VDD，限制其电压上升。另一方面，当停止信号STOP从相应的低逻辑值切换到相应的高逻辑值时，第二停止反相信号STOP_NN也从相应的低逻辑值切换到相应的高逻辑值，从而向输出节点54注入电荷CB2〃VDD；因此，有助于维持来自外部负载(例如负载55)的消耗。实际上，第二反相器155具有比第一反相器75高的响应时间，这允许进一步减小输出电压VOUT的纹波，特别是如果电压调节器150在输出端耦合到低电流负载。
本电压调节器可以结合到电子设备中以在电子设备内提供稳定的电压源。
例如，图7示出了包括例如图3的电压调节器50的存储器200的框图。然而，存储器200可以包括图6的电压调节器150。
存储器200是已知类型的非易失性存储器，在此特别是相变类型的存储器(PCM)，其可以集成在电子设备(例如，智能电话，膝上型计算机，照相机，可穿戴设备等，在此未示出)中并且通过复用总线201耦合到其上。
存储器200包括PCM存储器阵列202，PCM存储器阵列202具有以多行和多列布置的多个存储器单元；行解码器204和列解码器206，其被配置为在使用中从寻址信号ADDRESS中选择PCM存储器阵列202的存储器单元，在所述寻址信号ADDRESS上执行操作(例如，读或写)；耦合到行解码器204的电压调节器208；内部时钟210；有限状态机(FSM)211；数模转换器DAC212；数个内部寄存器214；以及感测电路216，其被配置为读取所寻址的存储器单元的状态。
FSM211控制存储器200的内部操作(例如，引导，写入，读取等)并管理通过多路复用总线201的数据接收和传输。
存储器200进一步包括编程电路220，其耦合到列解码器206，FSM211和DAC212。编程电路220还耦合到电压调节器50的输出节点54并从其接收输出电压VOUT。
编程电路220被配置为改变PCM存储器阵列202的经寻址存储器单元的状态(即，写入操作)。在实施例中，为了改变存储器单元的状态，编程电路220使用高电压(即，电压调节器50的输出电压VOUT)来生成高编程电流。
电压调节器50，150相对于已知电压调节器(例如，图1的已知电压调节器1)生成更稳定的输出电压，从而允许编程电路220生成稳定的编程电流。因此，可以避免存储器200中的写入错误。因此，存储器200具有高可靠性。
显然，在不脱离如所附权利要求所限定的本发明的范围的情况下，可以对电压调节器50，150进行修改和变化。例如，调节电容器70，153可以由表现为电容元件的任何电子器件形成，例如晶体管(例如，NMOS晶体管，其栅极连接到输出节点54，并且其源极，漏极和体相互连接到彼此以及反相器75，155的输出)。此外，根据具体应用，电容器70，153可以形成包括其它电元件(这里未示出)的滤波器，这些电元件可以是无源的或有源的，例如电阻器。
例如，图8示出了电压调节器50，150的比较器(这里由258表示)的不同实施例。比较器258包括分压器260和比较器放大器263，分压器260耦合在输出电压VOUT和地57之间并具有分压节点261，比较器放大器263具有处于参考电压VREF的第一输入，耦合到分压节点261并在输出提供停止信号STOP的第二输入。
分压器260由第一支路260A和第二支路260B形成，第一支路260A在此包括RC并联电路并且耦合在输出节点54和分压节点261之间，第二支路260B在此包括RC并联电路并且耦合在分压节点261和地57之间。
实际上，根据具体应用，参考电压VREF可以等于输出电压VOUT或取决于输出函数VOUT。
基于以上给出的功能指示，所描述的实施例和变型的实际实现在本领域技术人员的能力范围内。
尽管已经详细描述了本说明书，但是应当理解，在不脱离由所附权利要求限定的本公开的精神和范围的情况下，可以进行各种改变，替换和变更。在各个附图中，相同的元件用相同的附图标记表示。此外，本公开的范围不旨在限于本文描述的特定实施例，因为本领域的普通技术人员从本公开将容易理解，当前存在的或以后将开发的过程，机器，制造，物质组成，手段，方法或步骤可执行与本文描述的相应实施例基本相同的功能或实现与本文描述的相应实施例基本相同的结果。因此，所附权利要求书旨在将此类过程，机器，制造，物质组成，手段，方法或步骤包括在其范围内。
因此，说明书和附图仅被认为是由所附权利要求限定的本公开的说明，并且被认为覆盖了落入本公开的范围内的任何和所有修改，变化，组合或等同物。

Claims (20)

1.一种电压调节器，包括：
电荷泵电路，耦合在所述电压调节器的输入节点与所述电压调节器的输出节点之间，所述电荷泵电路被配置为基于相应升压控制信号在所述输出节点处生成输出电压，所述输出电压具有相对于在所述输入节点处接收的输入电压的升压值；
反馈调节电路，被配置为根据所述输出电压生成第一操作控制信号和第二操作控制信号；
阶段控制电路，被配置为根据所述第一操作控制信号生成升压控制信号；以及
滤波器，被配置为向所述输出节点注入电荷或从所述输出节点吸收电荷，所述电荷根据所述第二操作控制信号。
2.根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述滤波器包括具有第一端子和第二端子的电容元件，所述第一端子耦合到所述输出节点，并且所述第二端子被配置为接收所述第二操作控制信号。
3.根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述反馈调节电路包括反相器，所述反相器被配置为接收所述第一操作控制信号并且生成所述第二操作控制信号。
4.根据权利要求3所述的电压调节器，其中所述反相器是第一反相器，所述反馈调节电路进一步包括第二反相器，所述第二反相器被配置为接收所述第二操作控制信号并且生成第三操作控制信号，所述滤波器包括具有第一端子和第二端子的电容元件，所述第一端子耦合到所述输出节点，并且所述第二端子被配置为接收所述第三操作控制信号。
5.根据权利要求4所述的电压调节器，其中所述第一反相器在响应于所述第一操作控制信号的切换而生成所述第二操作控制信号时具有第一响应时间，并且其中所述第二反相器在响应于所述第二操作控制信号的切换而生成所述第三操作控制信号时具有第二响应时间，所述第二响应时间大于所述第一响应时间。
6.根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述反馈调节电路包括比较器，所述比较器被配置为：
将所述输出电压与参考电压进行比较；
响应于所述输出电压大于所述参考电压而将所述第一操作控制信号切换到第一值；以及
响应于所述输出电压小于所述参考电压，将所述第一操作控制信号切换到第二值。
7.根据权利要求6所述的电压调节器，其中所述阶段控制电路被配置为：
响应于所述第一操作控制信号切换到所述第一值而禁用由所述电荷泵电路对所述输入电压的升压；以及
响应于所述第一操作控制信号切换到所述第二值而启用所述电荷泵电路对所述输入电压的升压。
8.根据权利要求1所述的电压调节器，其中所述电压调节器是非易失性存储器的电压调节器。
9.根据权利要求8所述的电压调节器，其中所述非易失性存储器是相变存储器。
10.一种方法，包括：
由电压调节器的电荷泵电路在所述电压调节器的输出节点处生成输出电压，所述输出电压是相对于在所述电压调节器的输入节点处接收的输入电压的升压值，所述输出电压基于相应的升压控制信号，所述电荷泵电路耦合在所述输入节点与所述输出节点之间；
由所述电压调节器的反馈调节电路根据所述输出电压生成第一操作控制信号和第二操作控制信号；
由所述电压调节器的阶段控制电路根据所述第一操作控制信号生成升压控制信号；以及
由所述电压调节器的滤波器向所述输出节点注入电荷或从所述输出节点吸收电荷，所述电荷是根据所述第二操作控制信号。
11.根据权利要求10所述的方法，其中生成所述第二操作控制信号包括反相所述第一操作控制信号，以生成所述第二操作控制信号。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述滤波器包括第一电容元件，所述第一电容元件的第一端子耦合到所述输出节点，所述方法进一步包括在所述第一电容元件的第二端子处接收所述第二操作控制信号。
13.根据权利要求12所述的方法，其中所述滤波器包括第二电容元件，所述第二电容元件的第一端子耦合到所述输出节点，所述方法进一步包括：
由所述反馈调节电路生成第三操作控制信号；以及
由所述第二电容元件的第二端子接收所述第三操作控制信号，所述第三操作控制信号是相对于所述第二操作控制信号的反相信号。
14.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
将所述输出电压与参考电压进行比较；
响应于所述输出电压大于所述参考电压而将所述第一操作控制信号切换到第一值；以及
响应于所述输出电压小于所述参考电压而将所述第一操作控制信号切换到第二值。
15.根据权利要求10所述的方法，其中向所述输出节点注入或从所述输出节点吸收的步骤比由所述阶段控制电路将相应的所述升压控制信号提供到所述电荷泵电路的步骤执行得更快。
16.一种包括具有电压调节器的非易失性存储器的设备，所述电压调节器包括：
电荷泵电路，耦合在所述电压调节器的输入节点与所述电压调节器的输出节点之间，所述电荷泵电路被配置为基于相应升压控制信号而在所述输出节点处生成输出电压，所述输出电压具有相对于在所述输入节点处接收的输入电压的升压值；
反馈调节电路，被配置为根据所述输出电压生成第一操作控制信号和第二操作控制信号；
阶段控制电路，被配置为根据所述第一操作控制信号生成升压控制信号；以及
滤波器，被配置为向所述输出节点注入电荷或从所述输出节点吸收电荷，所述电荷根据所述第二操作控制信号。
17.根据权利要求16所述的设备，其中所述滤波器包括具有第一端子和第二端子的电容元件，所述第一端子耦合到所述输出节点，并且所述第二端子被配置为接收所述第二操作控制信号，并且其中所述反馈调节电路包括反相器，所述反相器被配置为接收所述第一操作控制信号并且生成所述第二操作控制信号。
18.根据权利要求17所述的设备，其中所述反相器是第一反相器，所述反馈调节电路进一步包括被配置为接收所述第二操作控制信号并且生成第三操作控制信号的第二反相器，所述滤波器包括具有第一端子和第二端子的电容元件，所述第一端子耦合到所述输出节点，并且所述第二端子被配置为接收所述第三操作控制信号。
19.根据权利要求18所述的设备，其中所述第一反相器在响应于所述第一操作控制信号的切换而生成所述第二操作控制信号时具有第一响应时间，并且其中所述第二反相器在响应于所述第二操作控制信号的切换而生成所述第三操作控制信号时具有第二响应时间，所述第二响应时间大于所述第一响应时间。
20.根据权利要求16所述的设备，其中所述反馈调节电路包括比较器，所述比较器被配置为：
将所述输出电压与参考电压进行比较；
响应于所述输出电压大于所述参考电压而将所述第一操作控制信号切换到第一值；以及
响应于所述输出电压小于所述参考电压而将所述第一操作控制信号切换到第二值，并且
其中所述阶段控制电路被配置为：
响应于所述第一操作控制信号切换到所述第一值而禁用由所述电荷泵电路对所述输入电压的升压，并且
响应于所述第一操作控制信号切换到所述第二值而启用所述电荷泵电路对所述输入电压的升压。
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