CN116599476A - 一种可变增益放大器 - Google Patents

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CN116599476A CN202310569283.0A CN202310569283A CN116599476A CN 116599476 A CN116599476 A CN 116599476A CN 202310569283 A CN202310569283 A CN 202310569283A CN 116599476 A CN116599476 A CN 116599476A
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inductance
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stage amplifier
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吕子豪
甄建宇
徐军
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San Microelectronics Technology Suzhou Co ltd
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San Microelectronics Technology Suzhou Co ltd
University of Electronic Science and Technology of China
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Abstract

本发明属于射频微波放大器技术领域，公开了一种可变增益放大器，包括输入级放大器、可变增益级放大器和输出级放大器；输入级放大器使用串联电感‑电容‑电阻模型对带源极负反馈电感的差分放大器的输入阻抗进行建模并进行输入阻抗匹配；输入级放大器的输出端与可变增益级放大器的输入端之间通过第一级间匹配电路相连；可变增益级放大器的输出端与输出级放大器的输入端之间通过第二级间匹配电路相连；可变增益级放大器的增益控制端通过偏置电压产生电路进行控制；偏置电压产生电路采用分段式的电流型数模转换器生成可变增益级放大器的偏置电压。本发明将可变增益级放大器的增益控制部分与射频放大器分开，避免了增益控制部分影响射频放大器的性能。

Description

一种可变增益放大器
技术领域
本发明属于射频微波放大器技术领域，涉及一种可变增益放大器。
背景技术
传统的射频微波可变增益放大器增益控制的方式是直接在射频微波放大器中添加开关晶体管，例如，Y.Yi,D.Zhao和X.You于2018年在美国宾夕法尼亚州费城召开的IEEE射频集成电路研讨会发表的名称为“A Ka-band CMOS Digital-Controlled Phase-Invariant Variable Gain Amplifier with 4-bit Tuning Range and 0.5-dBResolution”的文章公开了一种应用在5G相控阵中的宽带数字控制型可变增益放大器，该可变增益放大器直接在射频放大器中添加开关晶体管，通过数字信号控制射频放大器中开关晶体管的导通与关断来控制可变增益放大器的增益。然而直接在射频微波放大器中添加开关晶体管会在射频微波放大器中引入额外的寄生电阻和寄生电容，从而恶化射频放大器的性能。
发明内容
本发明的目的，是要提供一种可变增益放大器，其将可变增益级放大器的增益控制部分与射频放大器分开，避免增益控制部分影响射频放大器的性能，最终实现了在不影响可变增益放大器射频放大部分性能的同时对可变增益放大器的增益进行高精度、宽范围的控制。
本发明为实现上述目的，所采用的技术方案如下：
一种可变增益放大器，包括输入级放大器、可变增益级放大器和输出级放大器；
其中，输入级放大器使用串联电感-电容-电阻模型对带源极负反馈电感的差分放大器的输入阻抗进行建模，并在此基础上进行具有双谐振峰的输入阻抗匹配；
输入级放大器的输出端与可变增益级放大器的输入端之间通过第一级间匹配电路相连；可变增益级放大器的输出端与输出级放大器的输入端之间通过第二级间匹配电路相连；
可变增益级放大器的增益控制端通过偏置电压产生电路进行控制；偏置电压产生电路采用分段式的电流型数模转换器生成可变增益级放大器的偏置电压。
作为限定，所述可变增益级放大器包括第一～第四晶体管、第一～第四交流耦合电容、第一～第四直流偏置电阻；
第一晶体管的栅极一方面通过第一直流偏置电阻接入第一直流偏置电压、另一方面通过第一交流耦合电容接可变增益级放大器的输入端正极，第一晶体管的源极接地，第一晶体管的漏极接可变增益级放大器的输出端负极；
第二晶体管的栅极一方面通过第二直流偏置电阻接入第一直流偏置电压、另一方面通过第二交流耦合电容接可变增益级放大器的输入端负极，第二晶体管的源极接地，第二晶体管的漏极接可变增益级放大器的输出端正极；
第三晶体管的栅极一方面通过第三直流偏置电阻接入第二直流偏置电压、另一方面通过第三交流耦合电容接可变增益级放大器的输入端正极，第三晶体管的源极接地，第三晶体管的漏极接可变增益级放大器的输出端正极；
第四晶体管的栅极一方面通过第四直流偏置电阻接入第二直流偏置电压、另一方面通过第四交流耦合电容接可变增益级放大器的输入端负极，第四晶体管的源极接地，第四晶体管的漏极接可变增益级放大器的输出端负极；
作为进一步限定，第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管均相同；
所述偏置电压产生电路由三部分组成；
其中，第一部分由第一镜像晶体管和第二镜像晶体管组成，第一镜像晶体管为第一晶体管和第二晶体管的镜像晶体管，第二镜像晶体管为第三晶体管和第四晶体管的镜像晶体管；
第二部分由一个基准电流源、第一～第十八电流源晶体管与一个恒定电流源组成；
第三部分由VGA增益控制编码器组成，VGA增益控制编码器输入七位二进制VGA增益控制编码；
第一～第三电流源晶体管的电流流向采用二进制码控制，第四～第十八电流源晶体管的电流流向采用温度计码控制；基准电流源的输出电压与第一～第十八电流源晶体管的栅极分别相连；第一～第十八电流源晶体管的源极均与电源电压相连；第一～第十八电流源晶体管的漏极分别一一对应与第一～第十八控制开关连接；
所述第一～第十八控制开关由VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号控制，VGA增益控制编码器将VGA增益控制编码的高四位转换为十五位温度计码并一一对应输入第四～第十八控制开关的控制端口，VGA增益控制编码的低三位原封不动输出后一一对应输入第一～第三控制开关的控制端口；
第二部分和第三部分共同组成了一个电流型数模转换器，第一镜像晶体管接收来自电流型数模转换器的第一偏置电流Ibias1并产生第一直流偏置电压，第二镜像晶体管接收来自电流型数模转换器的第二偏置电流Ibias2并产生第二直流偏置电压；
恒定电流源的电流固定流向第二镜像晶体管，Ibias2＞Ibias1。
作为更进一步限定，所述第一～第十八控制开关结构相同；
第N控制开关包括第一传输门和第二传输门，第一传输门和第二传输门均设置有第一端口、第二端口和控制端口，N∈[1,18]；
第一传输门的控制端口接入对应的VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号，第二传输门的控制端口通过一个反向器接入对应的VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号；第一传输门和第二传输门的第一端口均与对应的电流源晶体管的漏极相连；第一传输门的第二端口接入第一直流偏置电压，第二传输门的第二端口接入第二直流偏置电压；
当第一传输门/第二传输门控制端口接收到高电平时，与之对应的第一端口与第二端口在传输门内部连接在一起；当第一传输门/第二传输门控制端口接收到低电平时，与之对应的第一端口与第二端口在传输门内部断开。
作为再进一步限定，第一～第四晶体管的小信号电流表示为
其中，IM11为第一晶体管的小信号电流,IM12为第二晶体管的小信号电流，IM21为第三晶体管的小信号电流,IM22为第四晶体管的小信号电流，Vin为可变增益级放大器的输入端正极端口正向小信号电压幅度,Vin为可变增益级放大器的输入端负极端口负向小信号电压幅度；gm1为第一晶体管和第二晶体管的小信号跨导,gm2为第三晶体管和第四晶体管的小信号跨导；
流出可变增益级放大器的输出端正极端口的小信号电流Iout+、流入可变增益级放大器的输出端负极端口的小信号电流Iout-分别表示为
可变增益级放大器的等效小信号跨导Gm表示为
作为第二种限定，所述建模首先构建初始模型，然后对初始模型中的元件、参数进行调整，最后获得最终模型；
初始模型包括50欧姆源阻抗、信号源、理想巴伦、匹配电路、带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电阻和带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电容；匹配电路由第一电容、第一电感、第二电感组成，第一电感和第二电感之间相互耦合；
其中，理想巴伦将单端信号转换为差分信号；理想巴伦的单端输入端依次连接信号源、50欧姆源阻抗之后接地，理想巴伦的差分输出端与第一电容和第一电感并联，第一电容和第一电感两端的小信号电压为V1，流入第一电容和第一电感的小信号电流之和为I1；匹配电路输入阻抗＝V1/I1；
第二电感与等效串联电容、等效串联电阻依次串联，同时将第二电感与等效串联电容、等效串联电阻短接，即第二电感、等效串联电容与等效串联电阻组成的串联电路两端的小信号电压为0。
作为进一步限定，第一电感和第二电感之间的初始耦合系数表示为其中，f1表示低谐振峰频率，f2表示高谐振峰频率；输入阻抗匹配所需实现的频段为f1至f2，且f1<f2；
第一电感和第二电感的初始电感值表示为Ceq表示等效串联电容的容值。
作为再进一步限定，在输入阻抗匹配过程中经过两次参数调整获得最终模型；
其中，第一次参数调整对第一电容的电容值、第一电感的电感值调整，调整后第一电容的电容值为C1＝U×Ceq，调整后第一电感的电感值为
其中U为第一调整因子，表示为 表示匹配电路输入阻抗在低谐振峰的实部，表示匹配电路输入阻抗在高谐振峰的实部，Req表示等效串联电阻的阻值；
第二次参数调整根据初始耦合系数调整第一电感和第二电感的电感值，使得匹配电路输入阻抗在低谐振峰和高谐振峰相等，调整后第一电感的电感值为调整后第二电感的电感值为L2＝Linitial*V；其中V为第二调整因子，表示为/>
作为又进一步限定，将带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电感从第二电感中拆分出来，被拆分之后的第二电感变为匹配电感,同时将初始耦合系数调整为修正后的耦合系数,获得输入阻抗匹配电路的最终模型；
其中，最终模型中第一电感、匹配电感、修正后的耦合系数、等效串联电感与步骤S4中调整后的第一电感、第二电感、初始耦合系数等效；匹配电感的电感值为L′2＝Linitial*V-Leq；修正后的耦合系数为Leq表示等效串联电感的电感值。
本发明由于采用了上述的技术方案，其与现有技术相比，所取得的技术进步在于：
(1)本发明将可变增益级放大器的增益控制部分与射频放大器分开，避免增益控制部分影响射频放大器的性能，能够在不影响可变增益放大器射频放大部分性能的同时对可变增益放大器的增益进行高精度、宽范围的控制；
(2)本发明使用分段式的电流型数模转换器生成可变增益级放大器的偏置电压，将二进制码和温度计码结合起来，在精度、电流源单元数量、一致性之间取得了一个较好的折衷；
(3)本发明能够实现在较宽频率范围内对带源极负反馈电感的输入级差分放大器的输入阻抗进行准确的建模，并在此基础上进行宽带输入阻抗匹配，其使用源极负反馈电感降低输入级差分放大器的输入阻抗的品质因数，从而有利于进行宽带的输入阻抗匹配；
(4)本发明使用串联电感-电容-电阻模型对带源极负反馈电感的差分放大器的输入阻抗进行建模，并在此基础上进行具有双谐振峰的输入阻抗匹配，能够实现宽带的输入阻抗匹配。
本发明属于射频微波放大器技术领域，能够在不影响可变增益放大器射频放大部分性能的同时对可变增益放大器的增益进行高精度、宽范围的控制。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。
在附图中：
图1为本发明实施例1中带源极负反馈电感的输入级差分放大器的电路原理图；
图2为本发明实施例1的步骤S1至S2的原理图；
图3为本发明实施例1的步骤S3的原理图；
图4为本发明实施例1的步骤S4的原理图；
图5为本发明实施例1的步骤S5的原理图；
图6为本发明实施例1中带源极负反馈电感的输入级差分放大器及其等效模型的输入阻抗实部real(Zin)随频率的变化曲线图；
图7为本发明实施例1中带源极负反馈电感的输入级差分放大器及其等效模型的输入阻抗虚部imag(Zin)随频率的变化曲线图；
图8为本发明实施例1中使用三种不同输入阻抗匹配方法时带源极负反馈电感的输入级差分放大器在23GHz-35GHz频率范围内的输入反射系数曲线图；
图9为本发明实施例2的整体框架图；
图10为本发明实施例2中可变增益级放大器拓扑结构；
图11a为本发明实施例2中偏置电压产生电路第一部分的电路原理图；
图11b为本发明实施例2中偏置电压产生电路第二部分的电路原理图；
图11c为本发明实施例2中偏置电压产生电路第三部分的电路原理图；
图12为本发明实施例2中控制开关的结构原理图；
图13为本发明实施例2中VGA增益控制编码ctrl从10变化到20(十进制/步进为1)时，放大器S21(dB20)参数的变化曲线图；
图14为本发明实施例2中VGA增益控制编码ctrl从10变化到120(十进制/步进为10)时，放大器S21(dB20)参数的变化曲线图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明。应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例1一种差分放大器的输入阻抗匹配方法
本实施例中的差分放大器为图1所示的带源极负反馈电感的输入级差分放大器。图中，IN+和IN-是输入级差分放大器的差分输入端，OUT+和OUT-是输入级差分放大器的差分输出端。M1和M2是晶体管，作用是提供输入级差分放大器的功率增益。电感Ld的作用是降低输入级差分放大器输入阻抗的品质因数，从而提高输入阻抗匹配的带宽。电容Cneu的作用是增加输入级差分放大器的稳定性以及输入端和输出端之间的隔离度。
本实施例采用带源极负反馈电感的差分放大器作为输入级放大器的同时，使用串联电感-电容-电阻模型对带源极负反馈电感的差分放大器的输入阻抗进行建模，并在此基础上进行具有双谐振峰的输入阻抗匹配。建模过程中，需要首先提取出带源极负反馈电感的差分放大器输入阻抗的等效串联电感Leq、等效串联电容Ceq和等效串联电阻Req。
具体地，本实施例按照以下步骤顺序进行：
S1、构建输入阻抗匹配电路的初始模型
如图2所示，初始模型包括50欧姆源阻抗、信号源、理想巴伦、匹配电路、带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电阻Req和带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电容Ceq，匹配电路由第一电容C1、第一电感L1、第二电感L2组成，第一电感和第二电感之间相互耦合且耦合系数为k；
其中，理想巴伦将单端信号转换为差分信号；理想巴伦的单端输入端依次连接信号源、50欧姆源阻抗之后接地，理想巴伦的差分输出端与第一电容C1和第一电感L1并联，第一电容C1和第一电感L1两端的小信号电压为V1，流入第一电容C1和第一电感L1的小信号电流之和为I1；则匹配电路输入阻抗＝V1/I1；
第二电感L2与等效串联电容Ceq、等效串联电阻Req依次串联，同时将第二电感L2与等效串联电容Ceq、等效串联电阻Req短接，即第二电感L2、等效串联电容Ceq与等效串联电阻Req组成的串联电路两端的小信号电压为0；
S2、根据输入阻抗匹配所需实现的频段以及等效串联电容Ceq，确定第一电感L1和第二电感L2之间的初始耦合系数k、第一电感L1和第二电感L2的初始电感值Linitial；
假设输入阻抗匹配所需实现的频段为f1至f2，f1<f2,将f1设定为双谐振峰输入阻抗匹配电路的低谐振峰频率，将f2设定为双谐振峰输入阻抗匹配电路的高谐振峰频率，于是第一电感L1和第二电感L2之间的初始耦合系数k可以表示为：
第一电感L1和第二电感L2的初始电感值Linitial可以表示为： Ceq表示等效串联电容Ceq的容值；
S3、如图3所示，根据匹配电路输入阻抗此时在低谐振峰的实部与在高谐振峰的实部之和，及其与源阻抗50欧姆之间的比值，调整第一电容C1的电容值和第一电感L1的电感值；
匹配电路输入阻抗在低谐振峰的实部为匹配电路输入阻抗在高谐振峰的实部为/>Req表示等效串联电阻Req的阻值；
所述步骤S3中，调整后第一电容C1的电容值为C1＝U×Ceq⑤，调整后第一电感11的电感值为其中U为第一调整因子，表示为/>
需要说明的是，匹配电路输入阻抗在低谐振峰和高谐振峰仅存在实部，不存在虚部；
S4、如图4所示，根据初始耦合系数k调整第一电感L1和第二电感L2的电感值，使得匹配电路输入阻抗在低谐振峰和高谐振峰相等；
调整后第一电感L1的电感值为调整后第二电感L2的电感值为L2＝Linitial*V⑨；其中V为第二调整因子，表示为/>
S5、将带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电感Leq从第二电感L2中拆分出来，被拆分之后的第二电感L2变为匹配电感L2’,同时将初始耦合系数k调整为修正后的耦合系数k’,获得输入阻抗匹配电路的最终模型，至此完成差分放大器的输入阻抗匹配；
其中，最终模型中第一电感L1、匹配电感L2’、修正后的耦合系数k’、等效串联电感Leq与步骤S4中调整后的第一电感L1、第二电感L2、初始耦合系数k等效；即图5中的L1,L2’,k’,Leq与图4中的L1,L2,k等效；
本步骤中，匹配电感L2’的电感值为修正后的耦合系数k’为/>Leq表示等效串联电感Leq的电感值。
如图6所示，real(Zin1),real(Zin2)和real(Zin3)分别是带源极负反馈电感的输入级差分放大器输出接50欧姆负载电阻时的输入阻抗实部，串联电感-电容-电阻模型的输入阻抗实部，并联电容-电阻模型的输入阻抗实部。可以看出，在23GHz-35GHz的频率范围内，串联电感-电容-电阻模型的输入阻抗实部与带源极负反馈电感的输入级差分放大器输出接50欧姆负载电阻时的输入阻抗实部之间的最大误差为2.6％，而并联电容-电阻模型的输入阻抗实部与带源极负反馈电感的输入级差分放大器输出接50欧姆负载电阻时的输入阻抗实部之间的最大误差接近50％。
如图7所示，imag(Zin1),imag(Zin2)和imag(Zin3)分别是带源极负反馈电感的输入级差分放大器输出接50欧姆负载电阻时的输入阻抗虚部，串联电感-电容-电阻模型的输入阻抗虚部，并联电容-电阻模型的输入阻抗虚部。可以看出，在23GHz-35GHz的频率范围内，串联电感-电容-电阻模型的输入阻抗虚部与带源极负反馈电感的输入级差分放大器输出接50欧姆负载电阻时的输入阻抗虚部之间的误差在％0.1以内，而并联电容-电阻模型的输入阻抗虚部与带源极负反馈电感的输入级差分放大器输出接50欧姆负载电阻时的输入阻抗虚部之间的最大误差为1.66％。
由图6和图7的数据可以得出结论：相比于并联电容-电阻模型，本实施例提出的串联电感-电容-电阻模型能够更加精确地对带源极负反馈电感的输入级差分放大器的输入阻抗进行建模。
本实施例设计输入阻抗匹配的目标是在27GHz-31.5GHz频率范围内实现S(1,1)(dB20)小于-15dB。如图8所示,以S(1,1)(dB20)小于-15dB为标准，使用串联电感-电容-电阻模型进行单谐振点输入阻抗匹配满足条件的频率范围大约为27.35GHz-31.6GHz,使用并联电容-电阻模型进行双谐振点输入阻抗匹配满足条件的频率范围大约为29.4GHz-33.5GHz；而使用本实施例提出的基于串联电感-电容-电阻模型进行双谐振点输入阻抗匹配，则满足条件的频率范围大约为25.6GHz-32.7GHz。对比本实施例提出的基于串联电感-电容-电阻模型进行双谐振点输入阻抗匹配与使用串联电感-电容-电阻模型进行单谐振点输入阻抗匹配，本实施例提出的方法由于使用了双谐振腔技术，从而明显拓展了输入阻抗匹配带宽。对比本实施例提出的基于串联电感-电容-电阻模型进行双谐振点输入阻抗匹配与使用并联电容-电阻模型进行双谐振点输入阻抗匹配，本实施例提出的方法由于对带源极负反馈电感的输入级差分放大器的输入阻抗进行了更精确的建模，因此输入阻抗匹配的频率范围更加准确。因此图8的数据表明本实施例提出的输入阻抗匹配方法具有明显的优越性。
实施例2一种可变增益放大器
如图9所示，本实施例包括输入级放大器、可变增益级放大器和输出级放大器；其中输入级放大器采用实施例1提供的差分放大器的输入阻抗匹配方法实现输入阻抗匹配，输入级放大器的输出端与可变增益级放大器的输入端之间通过第一级间匹配电路相连；可变增益级放大器的输出端与输出级放大器的输入端之间通过第二级间匹配电路相连；可变增益级放大器的增益控制端通过偏置电压产生电路进行控制；偏置电压产生电路采用分段式的电流型数模转换器生成可变增益级放大器的偏置电压。
如图10所示，可变增益级放大器包括第一晶体管M11、第二晶体管M12、第三晶体管M21、第四晶体管M22、第一交流耦合电容Cac1、第二交流耦合电容Cac2、第三交流耦合电容Cac3、第四交流耦合电容Cac4、第一直流偏置电阻Rbig1、第二直流偏置电阻Rbig2、第三直流偏置电阻Rbig3和第四直流偏置电阻Rbig4。第一晶体管M11的栅极一方面通过第一直流偏置电阻Rbig1接入第一直流偏置电压Vbias1、另一方面通过第一交流耦合电容Cac1接可变增益级放大器的输入端正极In+，第一晶体管M11的源极接地，第一晶体管M11的漏极接可变增益级放大器的输出端负极Out-。第二晶体管M12的栅极一方面通过第二直流偏置电阻Rbig2接入第一直流偏置电压Vbias1、另一方面通过第二交流耦合电容Cac2接可变增益级放大器的输入端负极In-，第二晶体管M12的源极接地，第二晶体管M12的漏极接可变增益级放大器的输出端正极Out+。第三晶体管M21的栅极一方面通过第三直流偏置电阻Rbig3接入第二直流偏置电压Vbias2、另一方面通过第三交流耦合电容Cac3接可变增益级放大器的输入端正极In+，第三晶体管M21的源极接地，第三晶体管M21的漏极接可变增益级放大器的输出端正极Out+。第四晶体管M22的栅极一方面通过第四直流偏置电阻Rbig4接入第二直流偏置电压Vbias2、另一方面通过第四交流耦合电容Cac4接可变增益级放大器的输入端负极In-，第四晶体管M22的源极接地，第四晶体管M22的漏极接可变增益级放大器的输出端负极Out-。
图10中，第一晶体管M11、第二晶体管M12、第三晶体管M21和第四晶体管M22相同。第一晶体管M11和第二晶体管M12的小信号跨导为gm1,第三晶体管M21和第四晶体管M22的小信号跨导为gm2。IM11为第一晶体管M11的小信号电流,IM12为第二晶体管M12的小信号电流，IM21为第三晶体管M21的小信号电流,IM22为第四晶体管M22的小信号电流。Iout+为流出可变增益级放大器的输出端正极Out+端口的小信号电流，Iout-为流入可变增益级放大器的输出端负极Out-端口的小信号电流。假设可变增益级放大器的输入端正极In+端口正向小信号电压幅度为Vin,可变增益级放大器的输入端负极In-端口负向小信号电压幅度为Vin,于是IM11，IM12，IM21，IM22，Iout+与Iout-可以表示为：
由式和/>可得，可变增益级放大器的等效小信号跨导Gm可以表示为：
由式可知，gm1和gm2之间的差值越大，则可变增益级放大器的等效小信号跨导Gm越大。
如图11所示，本实施例采用的偏置电压产生电路由三部分组成。其中，如图11a所示，第一部分由第一晶体管M11和第二晶体管M12的镜像晶体管Mbias1、第三晶体管M21和第四晶体管M22的镜像晶体管Mbias2组成；第二部分由一个基准电流源、第一～第十八电流源晶体管与一个恒定电流源组成；第三部分由VGA增益控制编码器组成，VGA增益控制编码器输入七位二进制VGA增益控制编码。
第二部分和第三部分共同组成了一个电流型数模转换器，第一部分的镜像晶体管Mbias1接收来自电流型数模转换器的第一偏置电流Ibias1并产生第一直流偏置电压Vbias1，镜像晶体管Mbias2接收来自电流型数模转换器的第二偏置电流Ibias2并产生第二直流偏置电压Vbias2，恒定电流源保证第二偏置电流Ibias2大于第一偏置电流Ibias1。假设第一晶体管M11、第二晶体管M12、第三晶体管M21、第四晶体管M22的宽长比为A，而镜像晶体管Mbias1和镜像晶体管Mbias2的宽长比/>为/>n>1。于是镜像晶体管Mbias1和镜像晶体管Mbias2的小信号跨导可以分别表示为：
μn为载流子迁移率，Cox为晶体管栅氧化层单位面积的电容。忽略晶体管的沟道调制效应，则第一晶体管M11、第二晶体管M12、第三晶体管M21、第四晶体管M22的小信号跨导可以分别表示为：
将式和式/>代入式/>于是可变增益级放大器的等效小信号跨导Gm可以表示为：
由式可知，在Ibias1和Ibias2一定的情况下，设置n大于1，即镜像晶体管Mbias1和镜像晶体管Mbias2的宽长比小于第一晶体管M11、第二晶体管M12、第三晶体管M21、第四晶体管M22的宽长比，可以增大可变增益级放大器的等效小信号跨导Gm。换句话说，在可变增益级放大器的等效小信号跨导Gm要求一定的情况下，设置n大于1可以减小Ibias1和Ibias2，从而减小控制VGA增益的偏置电压产生电路的功耗。
由式可知，可以通过控制偏置电压产生电路中流入镜像晶体管Mbias1的偏置电流Ibias1与流入镜像晶体管Mbias2的偏置电流Ibias2之间的差值来控制可变增益级放大器的等效小信号跨导Gm。
如图11b所示，第一～第三电流源晶体管的电流流向采用二进制码控制，第四～第十八电流源晶体管的电流流向采用温度计码控制,恒定电流源的电流固定流向第二镜像晶体管。基准电流源的输出电压与第一～第十八电流源晶体管的栅极分别相连，从而确定每个电流源晶体管的偏置电流。第一～第十八电流源晶体管的源极均与电源电压相连；第一～第十八电流源晶体管的漏极分别一一对应与第一～第十八控制开关连接。
第一～第十八控制开关由VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号CON控制，CON决定该电流源晶体管的漏端是与镜像晶体管Mbias1的漏端连接还是与镜像晶体管Mbias2的漏端连接，即该电流源晶体管的偏置电流是流入镜像晶体管Mbias1还是流入镜像晶体管Mbias2。
第一～第三电流源晶体管MP1-1,MP1-2,MP1-3的宽长比依次为B，2*B与4*B，偏置电流依次为I0，2*I0与4*I0。第四～第十八电流源晶体管MP2-1,MP2-2,MP2-3，……，MP2-15的宽长比均为8*B，偏置电流均为8*I0。
如图11c所示，VGA增益控制编码器输入七位二进制VGA增益控制编码，对应十进制0-127；VGA增益控制编码器将VGA增益控制编码的高四位转换为十五位温度计码Th[15:1]并一一对应输入第四～第十八控制开关的控制端口，VGA增益控制编码的低三位原封不动输出Bi[3:1]后一一对应输入第一～第三控制开关的控制端口。即，第四～第十八电流源晶体管MP2-1,MP2-2,MP2-3，……，MP2-15对应的控制信号CON分别为温度计码Th[1],Th[2],Th[3],……，Th[15]；第一～第三电流源晶体管MP1-1,MP1-2,MP1-3对应的控制信号CON分别为二进制码Bi[1],Bi[2],Bi[3]。
如图12所示，本实施例中，第一～第十八控制开关结构相同。第N控制开关包括第一传输门和第二传输门，第一传输门和第二传输门均设置有第一端口、第二端口和控制端口，N∈[1,18]。
以第一控制开关为例，第一传输门的控制端口接入对应的VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号，第二传输门的控制端口通过一个反向器接入对应的VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号；第一传输门和第二传输门的第一端口均与第一电流源晶体管的漏极相连；第一传输门的第二端口接入第一直流偏置电压Vbias1，第二传输门的第二端口接入第二直流偏置电压Vbias2。当第一传输门/第二传输门控制端口接收到高电平时，与之对应的第一端口与第二端口在传输门内部连接在一起；当第一传输门/第二传输门控制端口接收到低电平时，与之对应的第一端口与第二端口在传输门内部断开。因此当控制信号CON为高电平时，第一传输门处于导通状态，第二传输门处于关断状态，第一电流源晶体管的漏极与第一直流偏置电压Vbias1连接在一起，与第二直流偏置电压Vbias2断开；当控制信号CON为低电平时，第二传输门处于导通状态，第一传输门处于关断状态，第一电流源晶体管的漏极与第二直流偏置电压Vbias2连接在一起，与第一直流偏置电压Vbias1断开。
同理，可知第二～第十八控制开关对与之对应的电流源晶体管的控制原理。
由图13中的数据可知，在VGA增益控制编码ctrl从10变化到20(十进制/步进为1)的过程中，可变增益放大器在29GHz频点处的S21(dB20)由21.07dB变化为19.57dB；ctrl增加1,放大器S21(dB20)减小约0.15dB，因此本实施例能够对可变增益放大器的增益(S21(dB20))进行高精度的控制。
由图14中的数据可知，在VGA增益控制编码ctrl从10变化到120(十进制/步进为10)的过程中，可变增益放大器在29GHz频点处的S21(dB20)由21.07dB变化为-5.83dB。因此本实施例能够对可变增益放大器的增益(S21(dB20))进行宽范围的控制。

Claims (9)

1.一种可变增益放大器，其特征在于，包括输入级放大器、可变增益级放大器和输出级放大器；
其中，输入级放大器使用串联电感-电容-电阻模型对带源极负反馈电感的差分放大器的输入阻抗进行建模，并在此基础上进行具有双谐振峰的输入阻抗匹配；
输入级放大器的输出端与可变增益级放大器的输入端之间通过第一级间匹配电路相连；可变增益级放大器的输出端与输出级放大器的输入端之间通过第二级间匹配电路相连；
可变增益级放大器的增益控制端通过偏置电压产生电路进行控制；偏置电压产生电路采用分段式的电流型数模转换器生成可变增益级放大器的偏置电压。
2.根据权利要求1所述的一种可变增益放大器，其特征在于，所述可变增益级放大器包括第一～第四晶体管、第一～第四交流耦合电容、第一～第四直流偏置电阻；
第一晶体管的栅极一方面通过第一直流偏置电阻接入第一直流偏置电压、另一方面通过第一交流耦合电容接可变增益级放大器的输入端正极，第一晶体管的源极接地，第一晶体管的漏极接可变增益级放大器的输出端负极；
第二晶体管的栅极一方面通过第二直流偏置电阻接入第一直流偏置电压、另一方面通过第二交流耦合电容接可变增益级放大器的输入端负极，第二晶体管的源极接地，第二晶体管的漏极接可变增益级放大器的输出端正极；
第三晶体管的栅极一方面通过第三直流偏置电阻接入第二直流偏置电压、另一方面通过第三交流耦合电容接可变增益级放大器的输入端正极，第三晶体管的源极接地，第三晶体管的漏极接可变增益级放大器的输出端正极；
第四晶体管的栅极一方面通过第四直流偏置电阻接入第二直流偏置电压、另一方面通过第四交流耦合电容接可变增益级放大器的输入端负极，第四晶体管的源极接地，第四晶体管的漏极接可变增益级放大器的输出端负极。
3.根据权利要求2所述的一种可变增益放大器，其特征在于，第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管均相同；
所述偏置电压产生电路由三部分组成；
其中，第一部分由第一镜像晶体管和第二镜像晶体管组成，第一镜像晶体管为第一晶体管和第二晶体管的镜像晶体管，第二镜像晶体管为第三晶体管和第四晶体管的镜像晶体管；
第二部分由一个基准电流源、第一～第十八电流源晶体管与一个恒定电流源组成；
第三部分由VGA增益控制编码器组成，VGA增益控制编码器输入七位二进制VGA增益控制编码；
第一～第三电流源晶体管的电流流向采用二进制码控制，第四～第十八电流源晶体管的电流流向采用温度计码控制；基准电流源的输出电压与第一～第十八电流源晶体管的栅极分别相连；第一～第十八电流源晶体管的源极均与电源电压相连；第一～第十八电流源晶体管的漏极分别一一对应与第一～第十八控制开关连接；
所述第一～第十八控制开关由VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号控制，VGA增益控制编码器将VGA增益控制编码的高四位转换为十五位温度计码并一一对应输入第四～第十八控制开关的控制端口，VGA增益控制编码的低三位原封不动输出后一一对应输入第一～第三控制开关的控制端口；
第二部分和第三部分共同组成了一个电流型数模转换器，第一镜像晶体管接收来自电流型数模转换器的第一偏置电流Ibias1并产生第一直流偏置电压，第二镜像晶体管接收来自电流型数模转换器的第二偏置电流Ibias2并产生第二直流偏置电压；
恒定电流源的电流固定流向第二镜像晶体管，Ibias2＞Ibias1。
4.根据权利要求3所述的一种可变增益放大器，其特征在于，所述第一～第十八控制开关结构相同；
第N控制开关包括第一传输门和第二传输门，第一传输门和第二传输门均设置有第一端口、第二端口和控制端口，N∈[1,18]；
第一传输门的控制端口接入对应的VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号，第二传输门的控制端口通过一个反向器接入对应的VGA增益控制编码器输出的增益控制编码信号；第一传输门和第二传输门的第一端口均与对应的电流源晶体管的漏极相连；第一传输门的第二端口接入第一直流偏置电压，第二传输门的第二端口接入第二直流偏置电压；
当第一传输门/第二传输门控制端口接收到高电平时，与之对应的第一端口与第二端口在传输门内部连接在一起；当第一传输门/第二传输门控制端口接收到低电平时，与之对应的第一端口与第二端口在传输门内部断开。
5.根据权利要求3或4所述的一种可变增益放大器，其特征在于，第一～第四晶体管的小信号电流表示为
其中，IM11为第一晶体管的小信号电流,IM12为第二晶体管的小信号电流，IM21为第三晶体管的小信号电流,IM22为第四晶体管的小信号电流，Vin为可变增益级放大器的输入端正极端口正向小信号电压幅度,Vin为可变增益级放大器的输入端负极端口负向小信号电压幅度；gm1为第一晶体管和第二晶体管的小信号跨导,gm2为第三晶体管和第四晶体管的小信号跨导；
流出可变增益级放大器的输出端正极端口的小信号电流Iout+、流入可变增益级放大器的输出端负极端口的小信号电流Iout-分别表示为
可变增益级放大器的等效小信号跨导Gm表示为
6.根据权利要求1-4任意一项所述的一种可变增益放大器，其特征在于，所述建模首先构建初始模型，然后对初始模型中的元件、参数进行调整，最后获得最终模型；
初始模型包括50欧姆源阻抗、信号源、理想巴伦、匹配电路、带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电阻和带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电容；匹配电路由第一电容、第一电感、第二电感组成，第一电感和第二电感之间相互耦合；
其中，理想巴伦将单端信号转换为差分信号；理想巴伦的单端输入端依次连接信号源、50欧姆源阻抗之后接地，理想巴伦的差分输出端与第一电容和第一电感并联，第一电容和第一电感两端的小信号电压为V1，流入第一电容和第一电感的小信号电流之和为I1；匹配电路输入阻抗＝V1/I1；
第二电感与等效串联电容、等效串联电阻依次串联，同时将第二电感与等效串联电容、等效串联电阻短接，即第二电感、等效串联电容与等效串联电阻组成的串联电路两端的小信号电压为0。
7.根据权利要求6所述的一种可变增益放大器，其特征在于，第一电感和第二电感之间的初始耦合系数表示为其中，f1表示低谐振峰频率，f2表示高谐振峰频率；输入阻抗匹配所需实现的频段为f1至f2，且f1<f2；
第一电感和第二电感的初始电感值表示为Ceq表示等效串联电容的容值。
8.根据权利要求7所述的一种可变增益放大器，其特征在于，在输入阻抗匹配过程中经过两次参数调整获得最终模型；
其中，第一次参数调整对第一电容的电容值、第一电感的电感值调整，调整后第一电容的电容值为C1＝U×Ceq，调整后第一电感的电感值为其中U为第一调整因子，表示为/> 表示匹配电路输入阻抗在低谐振峰的实部，/>表示匹配电路输入阻抗在高谐振峰的实部，Req表示等效串联电阻的阻值；
第二次参数调整根据初始耦合系数调整第一电感和第二电感的电感值，使得匹配电路输入阻抗在低谐振峰和高谐振峰相等，调整后第一电感的电感值为调整后第二电感的电感值为L2＝Linitial*V；其中V为第二调整因子，表示为/>
9.根据权利要求8所述的一种可变增益放大器，其特征在于，将带源极负反馈电感的输入级差分放大器的等效串联电感从第二电感中拆分出来，被拆分之后的第二电感变为匹配电感,同时将初始耦合系数调整为修正后的耦合系数,获得输入阻抗匹配电路的最终模型；
其中，最终模型中第一电感、匹配电感、修正后的耦合系数、等效串联电感与步骤S4中调整后的第一电感、第二电感、初始耦合系数等效；匹配电感的电感值为L′2＝Linitial*V-Leq；修正后的耦合系数为Leq表示等效串联电感的电感值。
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