CN116527458B - 5g小基站的dmrs信号的snr估计方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法和装置，采用在5G NR通信协议框架下周期性发送的DMRS信号计算信号功率与噪声，并依据每个UE的DMRS信号的增益因子得到最合适的DMRS信号，防止出现近点功率饱和问题。此外，本发明还对DMRS信号的信道响应进行时偏估计和补偿，得出更加精确的最终信道响应，以减小干扰信号噪声对估计性能的影响，提升信号功率计算的准确性，从而得到更为准确的信噪比，进而改善5G小基站系统的通信质量。

Description

5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法和装置
【技术领域】
本发明涉及移动通信技术领域，尤其是涉及一种5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法和装置。
【背景技术】
目前，随着通信技术的日益提升，5G小基站接入的用户数量也越来越多，由于受到无线信道多径的影响，DMRS(demodulation-reference-signal，解调参考信号)在空间传输存在延迟，不同UE(用户终端)的SRS到达5G小基站时的时延不同。一般认为无线信道是服从瑞丽或者莱斯分布的，时偏的影响会导致信号接收功率和信噪比SNR(signal-to-noiseratio，信噪比)会有一定幅度的变化，变化幅度跟实际的信道情况有关。根据实际环境实测数据发现，在时偏较大或近点测量出现功率饱和的场景下，计算出的每个UE的DMRS信道估计响应H不够精确，会导致解调门限降低，信噪比测量不准确的问题。
有鉴于此，有必要针对目前的DMRS信号时偏计算方法出现的防控近点功率饱和，信噪比计算不准确等问题进行进一步的改进。
【发明内容】
本发明所要解决的技术问题是提供5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法和装置，其可防止近点功率饱和并可提高信噪比准确度。
为解决上述技术问题，本发明提供一种5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法，包括以下步骤：
S1.从接收到的频域数据中提取出每个UE的DMRS信号YDMRS,μ(k,l,r)，并计算出每个UE的DMRS信号YDMRS,μ(k,l,r)的增益因子，得到DMRS增益信号其中，k为接收到的DMRS信号的子载波索引，l为前置导频所在的OFDM符号，r为接收天线，μ为用户索引；
S2.根据3GPP TS38.211协议第6.4.1.4.2节生成每个UE的天线端口的DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)；其中，p为发送天线端口索引；
S3.依据DMRS增益信号和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，1，p)，基于最小二乘估计算法，计算得到每个UE的粗信道响应/>
S4.对每个UE的粗信道响应进行连续Nm子载波平滑去干扰处理，得到每个UE的中间信道响应/>
其中，所述 是DMRS的端口数，Nu是用户数，/>
S5.利用所述每个UE的中间信道响应进行时偏估计，得到时偏值TA，并求出所有时偏值TA的平均时偏值TAest；
S6.依据所述平均时偏值TAest对所述每个UE的中间信道响应进行时偏补偿，得到每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)；
S7.对所述每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行连续Nm子载波平滑去干扰处理，得到新的中间信道响应依据新的中间信道响应/>计算时偏估计，得到新的时偏值TA，再依据新的时偏值TA对新的中间信道响应/>进行时偏补偿，得到新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)；
S8.依据MMSE均衡算法对所述新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行插值滤波处理，得到不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)及MMSE矩阵Φ(k′)，其中，k′为接收到的DMRS信号的子载波索引；
S9.依据所述协方差矩阵θ(k)和所述MMSE矩阵Φ(k')计算权值w(k；k')，再依据所述权值w(k；k')对所述新的补偿信道响应H'DMRS,μ(k,l,r,p)进行RE级插值运算，再对插值后的信道响应H"DMRS,μ(k,l,r,p)进行解时偏补偿，得到最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)；
S10.依据所述最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)和所述DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)计算频带上每个UE的信号功率Pu，依据所述DMRS增益信号所述最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)和所述DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)计算出频带上的噪声功率Ni；
S11.依据所述频带上的信号功率Pu和所述频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式确定中间信噪比SNR′；
S12.根据所述中间信噪比SNR′和所述协方差矩阵θ(k)，得到新的MMSE矩阵Φ(k')；然后，返回所述步骤S9进行再一次依序逐步计算，直到所述步骤S11依据所述信噪比计算公式得到最终信噪比SNRest,μ。
更进一步的，所述步骤S1进一步包括：
所述增益量信号其中，增益因子Scale＝round(log2(Amp/(213)))；增益值Amp＝sqrt(max(Pow(r)))，功率Pow(r)＝mean(|YDMRS,μ(k,l,r)|2)；
所述步骤S3进一步包括：
所述每个UE的端口索引为0的粗信道响应
所述每个UE的端口索引为1的粗信道响应
XDMRS，μ(k2，1))/2；其中，k0是指序号为0的DMRS信号的子载波索引，k2是指序号为2的DMRS信号的子载波索引，p0是指序号为0的天线端口索引，p1是指序号为1的天线端口索引。
更进一步的，所述步骤S4进一步包括：
所述每个UE的中间信道响应
更进一步的，所述步骤S5进一步包括：
所述时偏值
其中，NFFT为4096，L＝2×Nm，angle()为反正切函数；
所述平均时偏值TAest＝mean(∑μ TA)；
所述步骤S6进一步包括：
所述补偿信道响应
更进一步的，所述步骤S8进一步包括：
所述协方差矩阵
其中，i为复数，τmax为信道传播最大时延量，AF为载波空间，ka为整个带宽的载波索引值，k′为接收到的DMRS信号的子载波索引；
所述MMSE矩阵其中，SNR0为初始信噪比；
在所述步骤S12中，所述新的MMSE矩阵
更进一步的，所述步骤S9进一步包括：
所述权值w(k；k′)＝θ(k)×Φ-1(k′)；
所述插值后的信道响应H"DMRS，μ(k,l，r，p)＝wT(k；k′)×H′DMRS，μ(k,l，r，p)；其中，T表示矩阵转置；
所述最终信道响应
更进一步的，所述步骤S10进一步包括：
所述频带上的信号功率Pu＝mean(Xe×Xe H)；其中，所述Xe＝∑p XDMRS，μ(k,l，p)×HDMRS，μ(k,l，r，p)，所述Xe H为Xe的转置共轭；
所述频带上的噪声功率Ni＝mean(δ×δH)；其中， 所述δH是δ的转置共轭。
为解决上述技术问题，本发明还提供一种5G小基站的DMRS信号的SNR估计装置，包括第一信号单元，第二信号单元，第一运算单元，第二运算单元，时偏单元，信道估计单元和信噪比计算单元；
所述第一信号单元从接收到的频域数据中提取出每个UE的DMRS信号YDMRS，μ(k，l，r)，并计算出每个UE的DMRS信号YDMRS，μ(k，l，r)的增益因子，得到DMRS增益信号其中，k为接收到的DMRS信号的子载波索引，1为前置导频所在的OFDM符号，r为接收天线，μ为用户索引；
所述第二信号单元根据3GPP TS38.211协议第6.4.1.4.2节生成每个UE的天线端口的DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)；其中，p为发送天线端口索引；
所述第一运算单元用于依据最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)和所述DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)计算频带上每个UE的信号功率Pu；
所述信道估计单元用于计算所述最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)；所述最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)依据权值w(k；k′)对新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行RE级插值运算和解时偏补偿得到，其中，k′为接收到的DMRS信号的子载波索引；所述权值w(k；k′)依据不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)和MMSE矩阵Φ(k′)计算得到；所述不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)和所述MMSE矩阵Φ(k′)依据MMSE均衡算法对所述新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行插值滤波处理得到；所述新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)依据新的时偏值TA对新的中间信道响应进行时偏补偿得到；所述新的中间信道响应/>通过对每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行连续Nm子载波平滑去干扰处理得到；所述每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)依据平均时偏值TAest对每个UE的中间信道响应/>进行时偏补偿得到；所述每个UE的中间信道响应/>通过对每个UE的粗信道响应/>进行连续Nm子载波平滑去干扰处理得到；所述每个UE的粗信道响应/>依据DMRS增益信号和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)，基于最小二乘估计算法，计算得到；其中，所述/> 是DMRS的端口数；Nu是用户数，/>
所述第二运算单元用于依据所述DMRS增益信号所述最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)和所述DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)计算出频带上的噪声功率Ni；
所述时偏单元用于利用所述每个UE的中间信道响应进行时偏估计，得到时偏值TA，并求出所有时偏值TA的平均时偏值TAest；以及依据所述新的中间信道响应/>进行时偏估计，得到新的时偏值TA；
所述信噪比计算单元用于依据所述频带上的信号功率Pu和所述频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式确定中间信噪比SNR′，将中间信噪比SNR′输出到所述信道估计单元；再接收所述第一运算单元输出的新的频带上的信号功率Pu，和所述第二运算单元输出的新的频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式/>得到最终信噪比SNRest，μ；
所述信道估计单元还用于根据所述中间信噪比SNR′和所述协方差矩阵θ(k)，得到新的MMSE矩阵Φ(k′)；再依据所述不同时刻不同子载波间协方差矩阵0(k)和所述新的MMSE矩阵Φ(k′)计算得到新的权值w(k；k′)，再依据新的权值w(k；k′)对所述新的补偿信道响应H′DMRS(k,l，r，p)进行RE级插值运算，再对插值后的信道响应H”DMRS，μ(k,l，r，p)进行解时偏补偿，得到新的最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)；
所述第一运算单元还用于依据新的最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)和所述本DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)计算得到新的频带上的信号功率Pu，再输出给所述信噪比计算单元；
所述第二运算单元还用于依据新的最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)，所述DMRS增益信号和所述DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)，计算出新的频带上的噪声功率Ni。
更进一步的，所述DMRS增益信号其中，增益因子Scale＝round(log2(Amp/(213)))；增益值Amp＝sqrt(max(Pow(r)))，功率Pow(r)＝mean(|YDMRS，μ(k,l，r)|2)；
所述每个UE的端口索引为0的粗信道响应
所述每个UE的端口索引为1的粗信道响应
所述每个UE的中间信道响应
所述协方差矩阵其中，i为复数，τmax为信道传播最大时延量，AF为载波空间，ka为整个带宽的载波索引值，k′为接收到的DMRS信号的子载波索引；
所述MMSE矩阵其中，SNR0为初始信噪比；
所述新的MMSE矩阵
所述权值w(k；k′)＝θ(k)×Φ-1(k′)；
所述插值后的信道响应H"DMRS，μ(k,l，r，p)＝wT(k；k′)×H′DMRS，μ(k,l，r，p)；其中，T表示矩阵转置；
所述最终信道响应
所述频带上的信号功率Pu＝mean(Xe×Xe H)；其中，所述Xe＝∑p XDMRS，μ(k,l，p)×HDMRS，μ(k,l，r，p)，所述Xe H为Xe的转置共轭；
所述频带上的噪声功率Ni＝mean(δ×δH)；其中， 所述δH是δ的转置共轭。
更进一步的，所述时偏值
其中，NFFT为4096，L＝2×Nm，angle()为反正切函数；
所述平均时偏值TAest＝mean(∑μ TA)；
所述补偿信道响应
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：本发明采用在5G NR通信协议框架下周期性发送的DMRS信号计算信号功率与噪声，并依据每个UE的DMRS信号的增益因子得到最合适的DMRS信号，防止出现近点功率饱和问题。此外，本发明还对DMRS信号的信道响应进行时偏估计和补偿，得出更加精确的最终信道响应，以减小干扰信号噪声对估计性能的影响，提升信号功率计算的准确性，从而得到更为准确的信噪比，进而改善5G小基站系统的通信质量。
【附图说明】
图1是本发明实施例的5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法步骤图；
图2是本发明实施例的5G小基站的DMRS信号的SNR估计装置的结构框图。
【具体实施方式】
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便按本发明实施例以外的其他顺序实施。
如图1所示，本发明实施例的5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法，包括以下步骤：
S1.从接收到的频域数据中提取出每个UE的DMRS信号YDMRS,μ(k,l,r)，并计算出每个UE的DMRS信号YDMRS,μ(k,l,r)的增益因子，得到DMRS增益信号其中，k为收到的DMRS信号的子载波索引，根据协议的规定，k为偶数，可以是0,2,4,8…等。l为前置导频所在的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)符号，r为接收天线，μ为用户索引。
具体的，为了消除彼此UE间的信号干扰，每个UE的DMRS采用频分复用的方式，每个UE对应的DMRS信号的增益因子Scale，作用是针对不同强度的DMRS信号使用不同的增益因子进行放大，使得DMRS信号最终的输出幅度维持在同一标准，将每个UE对应的DMRS信号移位到合适的电平，解决近点功率饱和问题。
增益因子Scale＝round(log2(Amp/(213)))；
其中，增益值Amp＝sqrt(maX(Pow(r)))，功率Pow(r)＝mean(|YDMRS，μ(k,l，r)|2)；
DMRS增益信号
S2.根据3GPP TS38.211协议第6.4.1.4.2节生成每个UE的天线端口的DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)；其中，p为发送天线端口索引。
S3.依据DMRS增益信号和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)，基于最小二乘估计算法，计算得到每个UE的粗信道响应/>
5G小基站设备支持2发2收配置，所以对于端口索引p为p0(端口序号为0)和p1(端口序号为1)的2天线场景，每个UE的DMRS增益信号可以用下式表示：
其中，
其中，k0是指序号为0的DMRS信号的子载波索引，k2是指序号为2的DMRS信号的子载波索引，p0是指序号为0的天线端口索引，p1是指序号为1的天线端口索引。
解上述方程，得到端口索引为p0和p1的粗信道响应分别是：
S4.对每个UE的粗信道响应进行连续Nm子载波平滑去干扰处理，得到每个UE的中间信道响应/>
即，
其中， 是DMRS的端口数，Nu是用户数，
S5.利用每个UE的中间信道响应进行时偏估计，得到时偏值TA，并求出所有时偏值TA的平均时偏值TAest。
具体的，时偏值
其中，NFFT为4096，L＝2×Nm，angle()为反正切函数；R是接收天线的总数。
平均时偏值TAest＝mean(∑μ TA)。
S6.依据平均时偏值TAest对每个UE的中间信道响应进行时偏补偿，得到每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)。
具体的，补偿信道响应
S7.对每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行连续Nm子载波平滑去干扰处理，得到新的中间信道响应依据新的中间信道响应/>计算时偏估计，得到新的时偏值TA，再依据新的时偏值TA对新的中间信道响应/>进行时偏补偿，得到新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)，然后执行步骤S8。
具体的，将步骤S6得到的每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行连续Nm子载波平滑去干扰处理，即，新的中间信道响应
然后，依据新的中间信道响应进行时偏估计，再次得到时偏值其中，/>NFFT为4096，L＝2×Nm，angle()为反正切函数，R是接收天线的总数。
然后，将新的时偏值TA补偿给新的中间信道响应即，新的补偿信道响应/>
S8.依据MMSE均衡算法对新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行插值滤波处理，得到不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)及MMSE矩阵Φ(k′)，其中，k′为接收到的DMRS信号的子载波索引。
对于DMRS信道响应，由于只需配置单符号，因此只需考虑频域插值，时域插值可以忽略，因此，协方差矩阵MMSE矩阵
其中，i为复数，τmax为信道传播最大时延量，AF为载波空间，可配置为30kHz，ka为整个带宽的载波索引值，k′为接收到的DMRS信号的子载波索引；SNR0为初始信噪比，可设置为30dB。
S9.依据协方差矩阵θ(k)和MMSE矩阵Φ(k′)计算权值w(k；k′)，再依据权值w(k；k′)对新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行RE级插值运算，再对插值后的信道响应H”DMRS，μ(k,l，r，p)进行解时偏补偿，得到最终信道响应HDMRS，μ(k，l，r，p)。
其中，权值w(k；k′)＝θ(k)×Φ-1(k′)。
插值后的信道响应H”DMRs，μ(k,l，r，p)＝wT(k；k′)×H′DMRs，μ(k,l，r，p)；其中，T表示矩阵转置。
最终信道响应
S10.依据最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，1，p)计算频带上每个UE的信号功率Pu，依据DMRS增益信号最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)计算出频带上的噪声功率Ni。
具体的，频带上的信号功率Pu＝mean(Xe×Xe H)；其中，Xe＝∑pXDMRS，μ(k,l，p)×HDMRS，μ(k,l，r，p)，Xe H为Xe的转置共轭。
Xe计算出来为复数，Xe×Xe H表示Xe乘以自身的转置共轭，可将其转换为实数，即信号功率。
频带上的噪声功率Ni＝mean(δ×δH)；其中， δH是δ的转置共轭。
δ表示在DMRS的OFDM符号上所有的噪声值，此噪声值为复数，δ×δH表示δ乘以自身的转置共轭，可将其转换为实数，即噪声功率。
mean是指计算平均值。
S11.依据频带上的信号功率Pu和频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式确定中间信噪比SNR′；
S12.根据中间信噪比SNR′和协方差矩阵θ(k)，得到新的MMSE矩阵Φ(k′)；然后，返回执行步骤S9进行再一次依序逐步计算，直到步骤S11依据信噪比计算公式得到最终信噪比SNRest，μ。
具体的，本步骤中新的MMSE矩阵
然后，返回步骤S9，计算权值w(k；k′)，将本步骤S12计算得出的新的MMSE矩阵Φ(k′)输入权值计算公式w(k；k′)＝θ(k)×Φ-1(k′)，得到新的权值w(k；k′)，再根据新的权值w(k；k′)，对最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)进行RE级插值运算，H”DMRS，μ(k,l，r，p)＝wT(k；k′)×HDMRS，μ(k,l，r，p)，再进行解时偏补偿，得到新的最终信道响应再执行步骤S10，将新的最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)输入频带上的信号功率的计算公式Pu＝mean(Xe×Xe H)，Xe＝∑pXDMRS，μ(k,l，p)×HDMRS，μ(k,l，r，p)，得到新的频带上的信号功率Pu；将新的最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)输入频带上的噪声功率的计算公式Ni＝mean(δ×δH)；HDMRS，μ(k,l，r，p)，得到新的频带上的噪声功率Ni；再执行步骤S11，将新的频带上的信号功率Pu和新的频带上的噪声功率Ni输入信噪比计算公式/>得到最终信噪比SNRest，μ。
如图2所示，本发明实施例5G小基站的DMRS信号的SNR估计装置，包括第一信号单元，第二信号单元，第一运算单元，第二运算单元，时偏单元，信道估计单元和信噪比计算单元。
第一信号单元从接收到的频域数据中提取出每个UE的DMRS信号YDMRS，μ(k，1，r)，并计算出每个UE的DMRS信号YDMRS，μ(k，1，r)的增益因子，得到DMRS增益信号其中，k为接收到的DMRS信号的子载波索引，l为前置导频所在的OFDM符号，r为接收天线，μ为用户索引。
具体的，DMRS增益信号其中，增益因子Scale＝round(log2(Amp/(213)))；增益值Amp＝sqrt(max(Pow(r)))，功率Pow(r)＝mean(|YDMRS，μ(k,l，r)|2)。
第二信号单元根据3GPP TS38.211协议第6.4.1.4.2节生成每个UE的天线端口的DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)；其中，p为发送天线端口索引。
具体的，每个UE的端口索引为0的粗信道响应
具体的，每个UE的端口索引为1的粗信道响应
第一运算单元用于依据最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)计算频带上每个UE的信号功率Pu。
信道估计单元用于计算最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)；最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)依据权值w(k；k′)对新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行RE级插值运算和解时偏补偿得到，其中，k′为接收到的DMRS信号的子载波索引；权值w(k；k′)依据不同时刻不同子载波间协方差矩阵0(k)和MMSE矩阵Φ(k′)计算得到；不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)和MMSE矩阵Φ(k′)依据MMSE均衡算法对新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行插值滤波处理得到；新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)依据新的时偏值TA对新的中间信道响应进行时偏补偿得到；新的中间信道响应/>通过对每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行连续Nm子载波平滑去干扰处理得到；每个UE的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)依据平均时偏值TAest对每个UE的中间信道响应/>进行时偏补偿得到；每个UE的中间信道响应/>通过对每个UE的粗信道响应进行连续Nm子载波平滑去干扰处理得到；每个UE的粗信道响应/>依据DMRS增益信号/>和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)，基于最小二乘估计算法，计算得到；其中，/> 是DMRS的端口数；Nu是用户数，/>
具体的，每个UE的中间信道响应
协方差矩阵其中，i为复数，τmax为信道传播最大时延量，ΔF为载波空间，ka为整个带宽的载波索引值，k′为接收到的DMRS信号的子载波索引。
MMSE矩阵其中，SNR0为初始信噪比，可设置为30dB。
权值w(k；k′)＝θ(k)×Φ-1(k′)。
插值后的信道响应H”DMRS，μ(k,l，r，p)＝wT(k；k′)×H′DMRS，μ(k,l，r，p)；其中，T表示矩阵转置。
最终信道响应
第二运算单元用于依据DMRS增益信号最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)计算出频带上的噪声功率Ni。
时偏单元用于利用每个UE的中间信道响应进行时偏估计，得到时偏值TA，并求出所有时偏值TA的平均时偏值TAest；以及依据新的中间信道响应/>进行时偏估计，得到新的时偏值TA。
具体的，时偏值
其中，NFFT为4096，L＝2×Nm，angle()为反正切函数，R是接收天线的总数；
平均时偏值TAest＝mean(∑μ TA)；
补偿信道响应
信噪比计算单元用于依据频带上的信号功率Pu和频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式确定中间信噪比SNR′，将中间信噪比SNR′输出到信道估计单元；再接收第一运算单元输出的新的频带上的信号功率Pu，和第二运算单元输出的新的频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式/> 得到最终信噪比SNRest，μ。
信道估计单元还用于根据中间信噪比SNR′和协方差矩阵θ(k)，得到新的MMSE矩阵Φ(k′)；再依据不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)和新的MMSE矩阵Φ(k′)计算得到新的权值w(k；k′)，再依据新的权值w(k；k′)对新的补偿信道响应H′DMRS，μ(k,l，r，p)进行RE级插值运算，再对插值后的信道响应H”DMRS，μ(k,l，r，p)进行解时偏补偿，得到新的最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)。
其中，新的MMSE矩阵
第一运算单元还用于依据新的最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)和本DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)计算得到新的频带上的信号功率Pu，再输出给信噪比计算单元。
具体的，频带上的信号功率Pu＝mean(Xe×Xe H)；其中，Xe＝∑pXDMRS，μ(k,l，p)×HDMRS，μ(k,l，r，p)，Xe H为Xe的转置共轭。
第二运算单元还用于依据新的最终信道响应HDMRS，μ(k,l，r，p)，DMRS增益信号和DMRS发生序列XDMRS，μ(k，l，p)，计算出新的频带上的噪声功率Ni。
具体的，频带上的噪声功率Ni＝mean(δ×δH)；其中， δH是δ的转置共轭。
综上所述，本发明采用在5G NR通信协议框架下周期性发送的DMRS信号计算信号功率与噪声，并依据每个UE的DMRS信号的增益因子得到最合适的DMRS信号，防止出现近点功率饱和问题。此外，本发明还对DMRS信号的信道响应进行时偏估计和补偿，得出更加精确的最终信道响应，以减小干扰信号噪声对估计性能的影响，提升信号功率计算的准确性，从而得到更为准确的信噪比，进而改善5G小基站系统的通信质量。
以上实施例仅表达了本发明的优选实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，如对各个实施例中的不同特征进行组合等，这些都属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1.从接收到的频域数据中提取出每个UE的DMRS信号YDMRS,μ(k,l,r)，并计算出每个UE的DMRS信号YDMRS,μ(k,l,r)的增益因子，得到DMRS增益信号其中，k为接收到的DMRS信号的子载波索引，l为前置导频所在的OFDM符号，r为接收天线，μ为用户索引；
S2.生成每个UE的天线端口的DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)；其中，p为发送天线端口索引；
S3.依据DMRS增益信号和DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)，基于最小二乘估计算法，计算得到每个UE的粗信道响应/>
S4.对每个UE的粗信道响应进行连续Nm子载波平滑去干扰处理，得到每个UE的中间信道响应/>
其中，所述 是DMRS的端口数，Nu是用户数，/>
S5.利用所述每个UE的中间信道响应进行时偏估计，得到时偏值TA，并求出所有时偏值TA的平均时偏值TAest；
S6.依据所述平均时偏值TAest对所述每个UE的中间信道响应进行时偏补偿，得到每个UE的补偿信道响应H′DMRS,μ(k,l,r,p)；
S7.对所述每个UE的补偿信道响应H′DMRS,μ(k,l,r,p)进行连续Nm子载波平滑去干扰处理，得到新的中间信道响应依据新的中间信道响应/>计算时偏估计，得到新的时偏值TA，再依据新的时偏值TA对新的中间信道响应/>进行时偏补偿，得到新的补偿信道响应H′DMRS,μ(k,l,r,p)；
S8.依据MMSE均衡算法对所述新的补偿信道响应H′DMRS,μ(k,l,r,p)进行插值滤波处理，得到不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)及MMSE矩阵Φ(k')，其中，k'为接收到的另一不同时刻DMRS信号的子载波索引；
S9.依据所述协方差矩阵θ(k)和所述MMSE矩阵Φ(k')计算权值w(k；k')，再依据所述权值w(k；k')对所述新的补偿信道响应H′DMRS,μ(k,l,r,p)进行RE级插值运算，再对插值后的信道响应H"DMRS,μ(k,l,r,p)进行解时偏补偿，得到最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)；
S10.依据所述最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)和所述DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)计算频带上每个UE的信号功率Pu，依据所述DMRS增益信号所述最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)和所述DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)计算出频带上的噪声功率Ni；
S11.依据所述频带上的信号功率Pu和所述频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式确定中间信噪比SNR′；
S12.根据所述中间信噪比SNR′和所述协方差矩阵θ(k)，得到新的MMSE矩阵Φ(k′)；然后，返回所述步骤S9进行再一次依序逐步计算，直到所述步骤S11依据所述信噪比计算公式得到最终信噪比SNRest,μ；
所述步骤S1进一步包括：
所述增益信号其中，增益因子Scale＝round(log2(Amp/(213)))；增益值Amp＝sqrt(max(Pow(r)))，功率Pow(r)＝mean(|YDMRS,μ(k,l,r)|2)；
所述步骤S3进一步包括：
所述每个UE的端口索引为0的粗信道响应
所述每个UE的端口索引为1的粗信道响应
其中，k0是指序号为0的DMRS信号的子载波索引，k2是指序号为2的DMRS信号的子载波索引，p0是指序号为0的天线端口索引，p1是指序号为1的天线端口索引。
2.如权利要求1所述的5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法，其特征在于，所述步骤S4进一步包括：
所述每个UE的中间信道响应
3.如权利要求1所述的5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法，其特征在于，所述步骤S5进一步包括：
所述时偏值
其中，NFFT为4096，L＝2Nm，angle()为反正切函数，R是接收天线的总数；
所述平均时偏值TAest＝mean(∑μTA)；
所述步骤S6进一步包括：
所述每个UE的补偿信道响应
4.如权利要求1所述的5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法，其特征在于，所述步骤S8进一步包括：
所述协方差矩阵
其中，i为复数，τmax为信道传播最大时延量，ΔF为载波空间，ka为整个带宽的载波索引值；
所述MMSE矩阵其中，SNR0为初始信噪比；
在所述步骤S12中，新的MMSE矩阵
5.如权利要求1所述的5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法，其特征在于，所述步骤S9进一步包括：
所述权值w(k；k′)＝θ(k)×Φ-1(k′)；
所述插值后的信道响应H"DMRS,μ(k,l,r,p)＝wT(k；k′)×H′DMRS,μ(k,l,r,p)；其中，T表示矩阵转置；
所述最终信道响应NFFT为4096。
6.如权利要求1所述的5G小基站的DMRS信号的SNR估计方法，其特征在于，所述步骤S10进一步包括：
所述频带上的信号功率Pu＝mean(Xe×Xe H)；其中，所述Xe＝∑pXDMRS,μ(k,l,p)×HDMRS,μ(k,l,r,p)，所述Xe H为Xe的转置共轭；
所述频带上的噪声功率Ni＝mean(δ×δH)；其中， 所述δH是δ的转置共轭。
7.一种5G小基站的DMRS信号的SNR估计装置，其特征在于，包括第一信号单元，第二信号单元，第一运算单元，第二运算单元，时偏单元，信道估计单元和信噪比计算单元；
所述第一信号单元从接收到的频域数据中提取出每个UE的DMRS信号YDMRS,μ(k,l,r)，并计算出每个UE的DMRS信号YDMRS,μ(k,l,r)的增益因子，得到DMRS增益信号其中，k为接收到的DMRS信号的子载波索引，l为前置导频所在的OFDM符号，r为接收天线，μ为用户索引；
所述第二信号单元生成每个UE的天线端口的DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)；其中，p为发送天线端口索引；
所述第一运算单元用于依据最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)和所述DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)计算频带上每个UE的信号功率Pu；
所述信道估计单元用于计算所述最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)；所述最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)依据权值w(k；k')对新的补偿信道响应H′DMRS,μ(k,l,r,p)进行RE级插值运算和解时偏补偿得到，其中，k'为接收到的另一不同时刻DMRS信号的子载波索引；所述权值w(k；k')依据不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)和MMSE矩阵Φ(k')计算得到；所述不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)和所述MMSE矩阵Φ(k')依据MMSE均衡算法对所述新的补偿信道响应H′DMRs,μ(k,l,r,p)进行插值滤波处理得到；所述新的补偿信道响应H′dMRS,μ(k,l,r,p)依据新的时偏值TA对新的中间信道响应进行时偏补偿得到；所述新的中间信道响应/>通过对每个UE的补偿信道响应H′dmrs,μ(k,l,r,p)进行连续Nm子载波平滑去干扰处理得到；所述每个UE的补偿信道响应H′DMRS,μ(k,l,r,p)依据平均时偏值TAest对每个UE的中间信道响应/>进行时偏补偿得到；所述每个UE的中间信道响应/>通过对每个UE的粗信道响应/>进行连续Nm子载波平滑去干扰处理得到；所述每个UE的粗信道响应/>依据DMRS增益信号/>和DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)，基于最小二乘估计算法，计算得到；其中，所述/> 是DMRS的端口数；Nu是用户数，或8；
所述第二运算单元用于依据所述DMRS增益信号所述最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)和所述DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)计算出频带上的噪声功率Ni；
所述时偏单元用于利用所述每个UE的中间信道响应进行时偏估计，得到时偏值TA，并求出所有时偏值TA的平均时偏值TAest；以及依据所述新的中间信道响应进行时偏估计，得到新的时偏值TA；
所述信噪比计算单元用于依据所述频带上的信号功率Pu和所述频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式确定中间信噪比SNR′，将中间信噪比SNR′输出到所述信道估计单元；再接收所述第一运算单元输出的新的频带上的信号功率Pu，和所述第二运算单元输出的新的频带上的噪声功率Ni，基于信噪比计算公式/>得到最终信噪比SNRest,μ；
所述信道估计单元还用于根据所述中间信噪比SNR′和所述协方差矩阵θ(k)，得到新的MMSE矩阵Φ(k′)；再依据所述不同时刻不同子载波间协方差矩阵θ(k)和所述新的MMSE矩阵Φ(k')计算得到新的权值w(k；k')，再依据新的权值w(k；k')对所述新的补偿信道响应H′DMRS,μ(k,l,r,p)进行RE级插值运算，再对插值后的信道响应H"DMRS,μ(k,l,r,p)进行解时偏补偿，得到新的最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)；
所述第一运算单元还用于依据新的最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)和所述DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)计算得到新的频带上的信号功率Pu，再输出给所述信噪比计算单元；
所述第二运算单元还用于依据新的最终信道响应HDMRS,μ(k,l,r,p)，所述DMRS增益信号和所述DMRS发生序列XDMRS,μ(k,l,p)，计算出新的频带上的噪声功率Ni；
所述DMRS增益信号其中，增益因子Scale＝round(log2(Amp/(213)))；增益值Amp＝sqrt(max(Pow(r)))，功率Pow(r)＝mean(|YDMRS,μ(k,l,r)|2)；
所述每个UE的端口索引为0的粗信道响应
所述每个UE的端口索引为1的粗信道响应
其中，k0是指序号为0的DMRS信号的子载波索引，k2是指序号为2的DMRS信号的子载波索引，p0是指序号为0的天线端口索引，p1是指序号为1的天线端口索引。
8.如权利要求7所述的5G小基站的DMRS信号的SNR估计装置，其特征在于，
所述每个UE的中间信道响应
所述协方差矩阵其中，i为复数，τmax为信道传播最大时延量，ΔF为载波空间，ka为整个带宽的载波索引值；
所述MMSE矩阵其中，SNR0为初始信噪比；
新的MMSE矩阵
所述权值w(k；k′)＝θ(k)×Φ-1(k′)；
所述插值后的信道响应H"DMRS,μ(k,l,r,p)＝wT(k；k′)×H′DMRS,μ(k,l,r,p)；其中，T表示矩阵转置；
所述最终信道响应
所述频带上的信号功率Pu＝mean(Xe×Xe H)；其中，所述Xe＝∑pXDMRS,μ(k,l,p)×HDMRS,μ(k,l,r,p)，所述Xe H为Xe的转置共轭，NFFT为4096；
所述频带上的噪声功率Ni＝mean(δ×δH)；其中， 所述δH是δ的转置共轭。
9.如权利要求7所述的5G小基站的DMRS信号的SNR估计装置，其特征在于，所述时偏值
其中，NFFT为4096，L＝2Nm，angle()为反正切函数，R是接收天线的总数；
所述平均时偏值TAest＝mean(∑μTA)；
所述补偿信道响应
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