CN116472663A - 混合模式电力转换器控制 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 38
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 17
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims description 15
- 239000003607 modifier Substances 0.000 claims description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 10
- 230000008569 process Effects 0.000 description 9
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 3
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 3
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 3
- 239000000047 product Substances 0.000 description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 229910052752 metalloid Inorganic materials 0.000 description 2
- 150000002738 metalloids Chemical class 0.000 description 2
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N Carbon Chemical compound [C] OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N Silicium dioxide Chemical compound O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 1
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000005452 bending Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000007795 chemical reaction product Substances 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 1
- 229910021389 graphene Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 1
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 1
- 239000011810 insulating material Substances 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 229910021420 polycrystalline silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 229920005591 polysilicon Polymers 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
- 229910052594 sapphire Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010980 sapphire Substances 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 229910052814 silicon oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
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Abstract
一种用于将电流模式信号添加至固定频率DC至DC电力转换器的电压模式控制器中的电路和方法。电流控制电压源(CCVS)生成与电力转换器输出电流成比例的电压，该电压与通过对目标输出电压和实际输出电压进行比较而生成的比较信号相结合。修改的比较信号生成脉宽调制控制信号，该脉宽调制控制信号作为输出电压和输出电流的某一部分的函数来调节电力转换器输出。通过将电感器电流信号添加至控制器电压模式反馈回路中，可以使在恒定导通模式(CCM)模式中占主导地位的双极平滑化以提高稳定性，而不连续导通模式(DCM)回路响应在添加或不添加电流模式信号的情况下基本不变。实施方式实现了简化的补偿，同时覆盖较宽的操作范围。
Description
相关申请的交叉引用
本申请要求于2020年11月12日提交的美国专利申请第17/096，820号的优先权，该美国专利申请的全部内容通过引用并入本文。
背景
(1)技术领域
本发明涉及电子电路，并且更具体地涉及用于电力转换器电路的控制系统。
(2)背景技术
许多电子产品，特别是移动计算和/或通信产品和部件(例如，笔记本电脑、超级本电脑、平板装置、LCD和LED显示器)需要多个电压水平。例如，蜂窝电话可以利用由LED背光照明的LCD显示器，LED和LCD显示器两者可能需要与蜂窝电话中的射频收发器不同的电压水平，并且所有这些电压水平可能与由蜂窝电话的电池直接供应的电压不同。
在需要独特电压轨的现代电子系统中，已经存在着向使用单电压、中间总线架构而不是集中式、多电压源的趋势。然后可以针对特定负载优化局部“负载点”DC至DC电力转换器。DC至DC电力转换器从公共电源例如电池生成较低或较高的电压。从较高的输入电压(例如，VIN)电源生成较低的输出电压(例如，VOUT)水平的电力转换器通常被称为降压转换器或减压转换器，之所以这样称呼是因为VOUT<VIN，并且因此转换器是使输入电压“减压”。从较低的输入电压电源生成较高的输出电压水平的电力转换器通常被称为升压转换器或增压转换器，因为VOUT>VIN。可以通过例如如下根据DC-DC电力转换器来构建AC-DC电力转换器：首先将AC输入整流为DC电压，并且然后将DC电压施加至DC-DC电力转换器。
图1是示出现有技术的DC至DC电力转换器100的框图。在所示示例中，电力转换器100包括DC至DC转换器电路102和控制器104。DC至DC转换器电路102被配置成从跨端子V1+、V1-的电压源106(例如，电池)接收DC输入电压VIN，并且将输入电压VIN转换为跨端子V2+、V2-的DC输出电压VOUT。输出电压VOUT被示出为耦接在负载RLOAD两端。
控制器104接收一组输入信号并且产生一组输出信号。这些输入信号中的一些沿连接至DC至DC转换器电路102的信号路径110到达。这些输入信号携带指示转换器电路102的操作状态的信息。控制器104通常还接收至少时钟信号CLK以及一个或更多个外部输入/输出(I/O)信号，外部输入/输出(I/O)信号可以是模拟、数字或者模拟数字两者的组合。基于接收到的输入信号，控制器104在信号路径110上产生返回至转换器电路102的一组控制信号，该组控制信号控制DC至DC转换器电路102的内部部件(例如，内部开关，诸如低压FET，尤其是MOSFET)以使转换器电路102将VIN增压或减压至VOUT。在一些实施方式中，辅助电路(未示出)可以向控制器104(并且可选地直接向DC至DC转换器电路102)提供各种信号，例如时钟信号CLK、I/O信号，以及各种电压，例如一个或更多个参考电压VREF和/或偏置电压VBIAS。
尽管被示为单独的块，但是DC至DC转换器电路102和控制器104可以整体或部分地一起集成在一个集成电路(IC)上。另外，DC至DC转换器电路102和/或控制器104可以根据特定应用的需要包括一个或更多个外部部件，例如电感器或电容器。
一种类型的DC至DC电力转换器是基于由脉宽调制(PWM)闭环控制器控制的固定频率开关电感器-电容器电路的。例如，图2是一个现有技术开关电感器-电容器DC至DC电力转换器电路200的示意图。在所示示例中，两个开关M1、M2串联耦接在输入电压VIN与电路接地之间。储能电感器L耦接至开关M1、M2之间的节点N1以及呈现输出电压VOUT的节点N2。滤波电容器C耦接在节点N2与电路接地之间。电阻器RLOAD表示节点N2与电路接地之间的DC负载。L-C-RLOAD子电路的功能类似于二阶低通滤波器，以使节点N1处呈现的电压变化平滑化。
在图2中描绘了作为场效应晶体管例如MOSFET的开关Ml、M2。然而，也可以使用其他电力开关，例如双极结型晶体管(BJT)、隔离栅双极晶体管(IGBT)或MOS控制的晶闸管(MCT)。在一些实施方式中，开关M2可以实现为一个或更多个串联耦接二极管。
电感器L和滤波电容器C的作用是能量的传递和存储。PWM占空比控制器202耦接至开关M1、M2的控制输入(例如，MOSFET的栅极)，借助于PWM-CTRL信号(以及其反相，通过反相器204的/PWM_CTRL)使开关M1、M2交替地启用(“导通”)和禁用(“关断”)，使得M1和M2控制从源到负载的能量流。PWM占空比控制器202接收VOUT作为反馈电压(例如，来自节点N2)并且通常接收固定频率的时钟信号CLK或在内部生成这样的时钟信号。反馈电压使PWM占空比控制器202能够改变PWM-CTRL信号的占空比以抵消负载电阻RLOAD和/或输入电压VIN的变化，或者负载电流IOUT的变化，从而调节VOUT。PWM占空比控制器202可以是图1的控制器104的一部分或者可以是独立的电路。注意，在一些实施方式中，在PWM占空比控制器202与开关M1、M2的控制输入之间可能需要附加部件，例如电平移位器和/或驱动器电路。
改善DC至DC电力转换器的PWM占空比控制器的功能将是有益的，该DC至DC电力转换器在较宽的操作范围内提供稳定的操作和简化的补偿。
发明内容
本发明包括用于将电流模式信号添加至固定频率DC至DC电力转换器的电压模式控制器中的电路和方法。电流控制电压源(CCVS)生成与电力转换器输出电流成比例的电压，该电压与通过对目标输出电压和实际输出电压进行比较而生成的比较信号相结合。修改的比较信号生成脉宽调制控制信号，该脉宽调制控制信号作为输出电压和输出电流的某一部分的函数来调节电力转换器输出。
通过将电感器电流信号添加至控制器电压模式反馈回路中，可以使在恒定导通模式(CCM)模式中占主导地位的双极平滑化以提高稳定性，而不连续导通模式(DCM)回路响应在添加或不添加电流模式信号的情况下基本不变。实施方式实现了简化的补偿，同时覆盖较宽的操作范围。
在附图和以下描述中阐述了本发明的一个或更多个实施方式的细节。根据说明书和附图以及根据权利要求书，本发明的其他特征、目的和优点将变得明显。
附图说明
图1是示出现有技术的DC至DC电力转换器的框图。
图2是一种现有技术的DC至DC电力转换器电路的示意图。
图3是可以在图2的电路中使用的PWM占空比控制器的示意图。
图4A是具有针对DCM中的补偿而优化的电压模式控制器的DC至DC电力转换器的模型化实施方式的回路增益和回路相位与频率的图。
图4B是具有针对CCM中的补偿而优化的电压模式控制器的DC至DC电力转换器的模型化实施方式的回路增益和回路相位与频率的图。
图5是可以在图2的电路中使用的改进的PWM占空比控制器的第一实施方式的示意图。
图6是各种信号与时间的一组图(A)至(E)。
图7是根据本发明的具有改进的PWM占空比控制器的DC至DC电力转换器的模型化实施方式的回路增益和回路相位与频率的图。
图8是可以在图2的电路中使用的改进的PWM占空比控制器的第二实施方式的示意图。
图9是示出用于控制由PWM控制信号控制的电力转换器的第一方法的过程流程图。
图10是示出用于控制由PWM控制信号控制的电力转换器的第二方法的过程流程图。
各个附图中的相似的附图标记和名称指示相似的元件。
具体实施方式
本发明包括用于将电流模式信号添加至固定频率DC至DC电力转换器的电压模式控制器中的电路和方法。通过将电感器电流信号添加至控制器电压模式反馈回路中，可以使在恒定导通模式(CCM)模式中占主导地位的双极平滑化以提高稳定性，而不连续导通模式(DCM)回路响应在添加或不添加电流模式信号的情况下基本不变。实施方式实现了简化的补偿，同时覆盖较宽的操作范围。
PWM控制器的一般实施方式
图3是可以在图2的电路中使用的PWM占空比控制器300的示意图。输出电压VOUT作为反馈电压VOUT_FB被直接施加至误差放大器304的第一输入，或者被定标电路302转换至较低的参考点。在所示示例中，定标电路(scaling circuit)302是包括串联耦接在VOUT与电路接地之间的两个电阻器Ra、Rb的电阻分压器，并且向误差放大器304提供定标输出VOUT_FB。电阻器Ra、Rb被示出为可变的或可设置的，但是其值可以是固定的。VOUT至VOUT_FB的定标可以通过其他已知的电路来实现，并且可以使用其他类型的比较电路来代替误差放大器304。
误差放大器304的第二输入被示出为耦接至数模转换器(DAC)306，该数模转换器306为连接的DC至DC转换器电路102的输出设置目标电压VOUT_TARGET。DAC 306通常耦接至计数器(未示出)，该计数器响应于VOUT而向上或向下改变VOUT_TARGET的值，以便改变连接的DC至DC转换器电路102的占空比。随着VOUT响应于修改的占空比而改变，输入至DAC 306的计数将增加或减少，从而引起VOUT_TARGET的相应改变。如本领域中已知的，可以使用其他电路来代替DAC 306，以设置DC-DC转换器输出的目标电压VOUT_TARGET。
误差放大器304对VOUT_TARGET与VOUT_FB之间的误差进行整合，在节点X处输出比较信号VCOMP。误差放大器304的输出可以耦接至补偿电路308，补偿电路308被配置成使PWM占空比控制器300的闭环响应稳定。在所示示例中，补偿电路308包括耦接在控制电压V1与节点X之间的第一电容器C1、以及耦接在控制电压V2与节点X之间的串联耦接的第二电容器C2和电阻器R1。通常，V1和V2取决于控制器拓扑，并且可以是诸如例如VDD、VOUT和/或电路接地的节点。在一些实施方式中，可以使用其他补偿电路308。
VCOMP信号耦接至比较器310的第一输入。比较器310的第二输入耦接至电压斜坡发生器312，该电压斜坡发生器312可以具有VIN和VOUT前馈调整，如本领域中已知的。虽然斜坡发生器通过示例的方式示出，但是应当理解，可以使用其他类型的周期性波形(例如，锯齿形、三角形、正弦形等)。
电压斜坡发生器312耦接至固定频率时钟信号CLK，并且向比较器310输出斜坡电压信号VRAMP。比较器310将VRAMP与整合的误差信号VCOMP进行比较，并且生成具有作为比较的函数的占空比的脉宽调制PWM_CTRL控制信号。PWM_CTRL控制信号耦接至图2的DC至DC电力转换器电路200，以切换开关M1、M2的导通-关断状态。
作为由PWM占空比控制器300控制的DC至DC电力转换器电路200的操作特性的一个示例，在实践中，DC输入电压VIN通常在指定范围内变化，而输出电压VOUT被设计为保持在固定值。如果VIN对于指定负载RLOAD增加，则PWM_CTRL控制信号的占空比会减小，以保持VOUT基本恒定，并且相反，如果VIN减小，则PWM_CTRL控制信号的占空比会增加。类似地，如果负载电流IOUT减小，则PWM_CTRL控制信号的占空比减小，并且如果负载电流IOUT增加，则PWM_CTRL控制信号的占空比增加。
类似于图2所示示例的DC至DC电力转换器电路可以在恒定导通模式(CCM)或不连续导通模式(DCM)下操作，这通常取决于电感器电流的值。在CCM中，电流在整个PWM周期中流经图2的电感器L，而在DCM中，电流仅在周期的一部分中流经电感器L。更具体地，在DCM中，电感器电流降至零，在一段时间间隔内保持为零，然后开始增加。如果负载下降至零或接近零，则通常选择DCM来防止负电流。
传统上，固定频率DC-DC电力转换器利用电流模式控制器或电压模式控制器控制(其示例在图3中示出)。电流模式控制器本质上监测通过电感器L的电流(例如，从节点N1至节点N2)，而电压模式控制器本质上监测输出电压(例如，在节点N2处)。如本领域中已知的，每个控制器都有其优点和缺点。
电流模式控制器具有较大的供应抑制，这是因为闭环通过严格控制输出电流来抑制输入电压变化，并且还具有较简单的补偿电路。然而，电流模式控制器将另一变量(电流)引入控制系统，这增加了对于电路设计的不确定性，并且可以使比较器和一些次级控制(例如，箝位电路系统)的设计更加复杂。电压模式控制器比电流模式控制器具有更好的负载阶跃响应，这是因为闭环通过严格控制输入/输出电压比来抑制输出负载变化。电压模式控制器通常也可以比电流模式控制器在更高的频率下操作，从而导致对电压和/或负载变化的更快的响应时间。
电压模式通常优选用于高频开关，但是针对CCM和DCM二者的补偿具有挑战性。在DCM操作中，回路动态变化，并且看起来更像电流模式，这需要不同的最佳补偿。此外，电压模式具有由储能电感器L和滤波电容器C创建的“双极”。这种双极使得频率响应中很难有与双极相邻的交叉(0dB增益)，并且因此限制了可以使用的电感器和输出电容的选择，以防止双极接近期望的交叉频率。
例如，图4A是具有针对DCM中的补偿而优化的电压模式控制器的DC至DC电力转换器的模型化实施方式的回路增益和回路相位与频率的图400，而图4B是具有针对CCM中的补偿而优化的电压模式控制器的DC至DC电力转换器的模型化实施方式的回路增益和回路相位与频率的图410。本质上，对一种操作模式进行补偿会导致其他操作模式中的不稳定回路。因此，在图4A中，图线402和图线404分别示出了当针对DCM优化补偿时，针对该模式的增益和相位是稳定的，而图线406和图线408分别示出了针对CCM的增益和相位是不稳定的(特别注意图线406和图线408中的突出峰值)。类似地，在图4B中，图线412和图线414分别示出了当针对CCM优化补偿时，针对该模式的增益和相位是稳定的，而图线416和图线418分别示出了针对CCM的增益和相位是不稳定的(特别注意图线416和图线418中的突出峰值以及相位图线418的较低交叉频率FC)。
因此，发明人已经认识到，在消除或减轻这种控制器的缺点的同时，将电压模式控制器的优点用于高频DC至DC电力转换器电路是有用的。
第一实施方式
图5是可以在图2的电路中使用的改进的PWM占空比控制器500的第一实施方式的示意图。在许多方面类似于图3的PWM占空比控制器300，改进的PWM占空比控制器500在误差放大器304与比较器310之间引入包括电流控制电压源(CCVS)502的修改器电路。如本领域中已知的，CCVS输出与施加的电流成比例的电压。在所示的示例中，CCVS 502包括电流感测电路504，该电流感测电路504输出代表流经图2的电感器L的电流的电压VCS。例如，电流感测电路504可以耦接在图2的节点N1和N2两端，并且输出VCS的值，该值与电感器L电流或通过复制电路或部件(例如，与电感器L并联的小电感器)的电流成比例。然而，可以在图2的电路中的其他位置处测量电流。在一些实施方式中，电感器L电流可以是基于图2的电路的已知特性计算的(合成的)表示。电流感测电路504的输出耦接至加法器506，该加法器506将VCS电压与来自误差放大器304的VCOMP电压组合。应当清楚的是，在本发明的实施方式中可以使用其他类型的电流控制电压源电路，以提供将VCOMP与代表电感器L电流的电压VCS组合的功能。
CCVS 502优选被配置有可调整增益，从而允许代表电感器L电流的可选择部分被转换为电压，将该电压添加至VCOMP信号或从VCOMP信号中减去该电压以生成施加至比较器310的修改信号Vcomp_cm。当增益被设置为零时，PWM占空比控制器500表现得像标准电压模式控制器。当增益被设置为非零值时，PWM占空比控制器500表现得像电压模式控制器和电流模式控制器的混合，其结合了以上指出的两种模式的优点。
图6是各种信号与时间的一组图(A)至(E)。图(A)示出了至图3的比较器310的两个输入，该比较器310是常规的电压模式控制器。常规的电压模式控制器的比较器310将误差信号VCOMP与来自电压斜坡发生器312的斜坡电压信号VRAMP进行比较，以生成PWM_CTRL控制信号，如图(B)所示。本质上，当VCOMP穿过VRAMP周期的前沿时，比较器310开始脉冲，并且当VCOMP穿过VRAMP周期的后沿时，比较器310结束脉冲。在所示示例中，VCOMP误差信号向下倾斜，这指示VOUT_FB(与VOUT成比例)小于VOUT_TARGET，并且因此PWM_CTRL控制信号的占空比增加，以迫使VOUT更高——将PWM脉冲P0的窄宽度与PWM脉冲P3的较宽宽度进行比较。在该示例中，VRAMP被箝位以提供PWM_CTRL控制信号的最小持续时间。注意，当CCVS 502的增益为零时，图5的改进的PWM占空比控制器500将生成类似的PWM_CTRL控制信号。
图(C)示出了CCVS 502的电压输出，与每个PWM周期的前半部分通过电感器L的电流成比例。在该示例中，由CCVS 502生成的电压VCS随时间增加，这指示电感器电流过大，并且因此应当通过减小VCOMP来减小平均电流。(注意，PWM_CTRL控制信号控制信号的频率通常在兆赫范围内，而VCOMP和VCS回路控制信号的频率通常在千赫范围内，因此图6中的时间尺度并非都是可比较的)。
图(D)示出了图(C)中CCVS 502的电压输出和图(A)中VCOMP信号的组合，形成了经修改的信号Vcomp_cm。图5的改进的电压模式控制器502的比较器310将经修改的信号Vcomp_cm与来自电压斜坡发生器312的斜坡电压信号VRAMP进行比较，以生成PWM_CTRL控制信号，如图(E)所示。本质上，与图(A)相比，当Vcomp_cm穿过VRAMP周期的前沿时，比较器310开始脉冲，并且当Vcomp_cm在周期中较早地穿过VRAMP周期的后沿时(参见箭头)，比较器310结束脉冲。在所示示例中，Vcomp_cm误差信号向下倾斜，但是由于来自CCVS 502的电压贡献而向上弯曲，因此PWM_CTRL控制信号的占空比与图(B)相比有所降低。因此，VOUT被迫增加，但是没有增加得那么快——将PWM脉冲P0'的窄宽度与PWM脉冲P3'的较宽宽度进行比较，然后将PWM脉冲P3'的较窄宽度与来自图(B)的PWM脉冲P3的较宽宽度进行比较。
应当清楚的是，通过将CCVS 502的增益设置为零，改进的PWM占空比控制器500可以作为电压模式控制器进行操作，并且当CCVS 502的增益为非零时，像电压模式控制器和电流模式控制器的混合一样进行操作。通过将来自CCVS 502的电压贡献VCS——指示通过电感器L的电流——添加至VCOMP误差信号，将前馈集成至电压模式VRAMP比较中的益处可以与感测电感器电流的较简单的动态相结合。因此，本发明的实施方式保留了电压模式控制器的一般益处，包括比纯电流模式控制器更好的负载阶跃响应和比电流模式控制器在更高的频率下的操作(导致对电压和/或负载变化的更快的响应时间)，同时消除或减轻了纯电压模式控制器在恒定导通模式和不连续导通模式二者下关于稳定操作的缺点。
值得注意的是，通过将基于电感器电流的电压信号添加至PWM控制器电压模式反馈回路中，可以使在恒定导通模式(CCM)模式中占主导地位的双极平滑化以提高稳定性，而不连续导通模式(DCM)回路响应在添加或不添加电流模式信号的情况下基本不变(当添加更多电流模式信号时，交叉频率FC可能会有一些小的降低)。例如，图7是根据本发明的具有改进的PWM占空比控制器500的DC至DC电力转换器的模型化实施方式的回路增益和回路相位与频率的图700。图线702和图线704分别示出了其中添加了约60％的电流模式(即，CCVS502将电压VCS添加至VCOMP，VCOMP被设置为与通过电感器L的电流的约60％成比例)的增益和相位。图线706和图线708分别示出了其中没有添加电流模式(即，CCVS 502被设置为零增益)的增益和相位。特别注意，图线706和图线708中的突出峰值在图线702和图线704中基本上被消除。要添加的电流模式的百分比是针对改进的PWM占空比控制器500的特定实施方式的电路设计选择。
虽然图5所示的示例电路将CCVS 502放置在比较器310的“正”侧，以将电压VCS与VCOMP相加，但是在替选实施方式中，CCVS 502可以被放置在比较器310的“负”侧，以将电压VCS与VRAMP相加，从而生成要在比较器310中与VCOMP进行比较的修改的周期性电压信号。
第二实施方式
图8是可以在图2的电路中使用的改进的PWM占空比控制器800的第二实施方式的示意图。在类似于图5的改进的PWM占空比控制器500的大多数方面，图8的实施方式在电流感测电路504与加法器506之间引入带通滤波器802。带通滤波器802从电流感测电路504接收输出电压VCS(其表示通过图2的电感器L的时变电流)，并输出仅表示通过图2的电感器L的时变电流的特定频率的修改的电压VCS_BP。换句话说，当通过电感器L的时变电流的频率在带通滤波器802的通带内时，仅生成显著量的电压VCS_BP，并且当通过电感器L的时变电流的频率在通带外时，很少或没有生成电压VCS_BP。带通区域通常应当包含由图2的电感器L和电容器C形成的储能电路的谐振频率。
因此，所示实施方式允许通过电感器L的电流仅在所选择的频谱的通带内影响占空比控制器800的反馈控制，而在通带外的频率对回路响应影响很小或没有影响。基于选择性频率的电流注入更好地保留了带通区域之外的电压模式的益处，同时能够在带通区域内注入电流模式信号，这使得系统更简单和更稳定。
虽然图8所示的示例电路将CCVS 502放置在比较器310的“正”侧，以将电压VCS_BP与VCOMP相加，但是在替选实施方式中，CCVS 502可以被放置在比较器310的“负”侧，以将电压VCS_BP与VRAMP相加，从而生成要在比较器310中与VCOMP进行比较的修改的周期性电压信号。
替选实施方式和附加益处
在替选实施方式中，代表与流经电感器L的电流成比例的电压VCS可以通过估计该电流来生成。例如，通过组合诸如VIN、VOUT、L等值的信息，利用改进的PWM占空比控制器500、800的模型，可以以已知的方式生成回路控制信号，该回路控制信号具有与流经电感器L的电流的直接测量类似的形状和定时。因此，无论是通过电感器L测量的还是估计的或以其他方式确定的，VCS只需要与代表电力转换器的电流输出的电流成比例即可。
除了以上指出的益处之外，本发明的实施方式的附加优点在于：使用改进的PWM占空比控制器500、800的DC至DC电力转换器仅添加了少量(例如，60％)电流模式，可以包括安全监测保护，例如开环检测和将VRAMP箝位至合理值以加速开环恢复。在本发明的实施方式中，大多数控制回路动态主要是电压模式，并且因此可以成功地使用大多数电压模式错误检测以及恢复电路和技术。
虽然本公开内容集中于固定频率DC至DC电力转换器电路200的改进的PWM占空比控制器500、800，但是该概念适用于由PWM信号控制的其他类型的闭环DC至DC电力转换器。
方法
本发明的另一方面包括用于控制由PWM控制信号控制的电力转换器的方法。作为一个示例，图9是示出用于控制由PWM控制信号控制的电力转换器的第一方法的过程流程图900。该方法包括：生成与代表电力转换器的电流的电流成比例的基于电流的电压(框902)；可选地，对基于电流的电压进行带通滤波(框903)；生成指示代表电力转换器的输出电压的电压与目标电压之间的差异的比较信号(框904)；生成作为基于电流的电压和比较信号的组合的函数的PWM控制信号(框906)；以及将生成的PWM控制信号施加至电力转换器(框908)。一种变型方法，生成作为(a)基于电流的电压和周期性波形的组合以及(b)比较信号的函数的PWM控制信号。
作为另一示例，图10是示出用于控制由PWM控制信号控制的电力转换器的第二方法的过程流程图1000。该方法包括：将代表电力转换器的输出电压的电压与目标电压进行比较，并输出指示所比较的电压之间的差异的比较信号(框1002)；生成与代表电力转换器的电流的电流成比例的电压(框1004)；可选地，对与代表电流成比例的电压进行带通滤波(框1005)；将与代表电流成比例的电压与比较信号组合为修改的比较信号(框1006)；将修改的比较信号与斜坡电压信号进行比较(框10010)；以及基于斜坡电压信号和修改的比较信号的比较生成PWM控制信号(框1010)。一种变型方法，生成作为(a)与代表电力转换器的电流的电流成比例的电压和斜坡电压信号的组合以及(b)比较信号的函数的PWM控制信号。
以上方法的附加方面可以包括以下中的一个或更多个：生成电力转换器的输出电压的定标版本，作为电力转换器电路的输出电压的电压代表；该电力转换器是固定频率的DC至DC电力转换器；以及/或者借助于电流控制电压源生成与代表电力转换器的电流输出的电流成比例的电压。
制造技术和选项
如本公开内容中所使用的，术语“MOSFET”包括具有其电压确定晶体管的导电性的绝缘栅极的任何场效应晶体管(FET)并且包括具有金属或类金属、绝缘体和/或半导体结构的绝缘栅极。术语“金属”或“类金属”包括至少一种导电材料(例如，铝、铜或其他金属，或者高掺杂的多晶硅、石墨烯或其他导电体)，“绝缘体”包括至少一种绝缘材料(例如，氧化硅或其他介电材料)，并且“半导体”包括至少一种半导体材料。
可以实现本发明的各种实施方式以满足各种规范。除非以上另有说明，否则对合适的部件值的选择是设计选择的问题。本发明的各种实施方式可以以任何合适的集成电路(IC)技术(包括但不限于MOSFET结构)或者以混合或分立电路形式来实现。可以使用任何合适的基板和工艺包括但不限于标准体硅、绝缘体上硅(SOI)和蓝宝石上硅(SOS)来制造集成电路实施方式。除非以上另有说明，否则本发明的实施方式可以以其他晶体管技术(例如，双极、BiCMOS、LDMOS、BCD、GaAs HBT、GaN HEMT、GaAs pHEMT和MESFET技术)来实现。然而，本发明的实施方式在使用基于SOI或SOS的工艺来制造时或者在使用具有类似特性的工艺来制造时特别有用。使用SOI或SOS工艺在CMOS中进行的制造使得电路能够具有低功耗、由于FET堆叠而在操作期间承受高电力信号的能力、良好的线性度以及高频操作(即，高达并超过50GHz的无线电频率)。单片IC实现是特别有用的，由于寄生电容通常可以通过精心设计而被保持得低(或保持处于最小，跨所有单元保持一致，从而允许对寄生电容进行补偿)。
依赖于特定规范和/或实现技术(例如，NMOS、PMOS或CMOS以及增强模式或耗尽模式的晶体管器件)，可以调整电压水平和/或将电压和/或逻辑信号极性反转。部件电压、电流和功率的处理能力可以根据需求进行调整，例如，通过调整装置的尺寸、串联“堆叠的”部件(特别是FET)以承受较大的电压和/或使用并联的多个部件以处理较大的电流。可以添加附加的电路部件以增强所公开的电路的能力和/或在不显著改变所公开的电路的功能的情况下提供附加的功能。
根据本发明的电路和装置可以被单独使用或与其他部件、电路和装置结合使用。本发明的实施方式可以被制造为集成电路(IC)，其可以被包封在IC封装和/或模块中，以易于处理、制造和/或提高性能。特别地，本发明的IC实施方式通常用于其中一个或更多个这样的IC与其他电路块(例如，滤波器、放大器、无源部件以及可能的附加IC)组合成一个封装的模块。然后，通常将IC和/或模块与通常在印刷电路板上的其他部件组合，以形成诸如蜂窝电话、膝上型计算机或电子平板的最终产品，或形成可以用于诸如车辆、测试设备、医疗装置等的各种产品的较高级别模块。通过模块和组件的各种配置，这样的IC通常实现通信的模式，通常是无线通信。
结论
已经描述了本发明的许多实施方式。应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下可以进行各种修改。例如，以上描述的步骤中的一些可以是与顺序无关的，并且因此可以以与所描述的顺序不同的顺序来执行。此外，上述步骤中的一些步骤可以是可选的。针对上述方法描述的各种动作可以以重复的、连续的和/或并行的方式来执行。
应当理解，前述描述旨在说明而非限制本发明的范围，该范围由所附权利要求书的范围限定，并且其他实施方式在权利要求书的范围内。特别地，本发明的范围包括以下所附权利要求中阐述的过程、机器、制造或物质组成中的一种或更多种的任何和所有可行组合。(注意，权利要求元素的括号里的标记用于易于指代这样的元素，并且本身不指示特定的要求的排序或元件的枚举；此外，在不被视为开始互相冲突的标记序列的情况下，可以在从属权利要求中重复使用这样的标记以指代附加元素)。
Claims (32)
1.一种用于由脉宽调制(PWM)控制信号控制的电力转换器的控制器，所述控制器包括：
(a)比较电路，其被配置成耦接至目标电压和所述电力转换器的输出电压，并且输出指示所耦接的电压之间的差异的比较信号；
(b)修改器电路，其被配置成耦接至所述电力转换器，并且被配置成将与所述电力转换器的代表电流成比例的电压与从所述比较电路输出的比较信号组合为修改的比较信号；以及
(c)比较器，其耦接至所述修改的比较信号并且被配置成耦接至周期性电压信号，用于生成作为所述电力转换器的输出电压和所述电力转换器的代表电流的函数的所述PWM控制信号。
2.根据权利要求1所述的发明，还包括定标电路，所述定标电路耦接至所述比较电路并且被配置成耦接至所述电力转换器的输出电压，所述定标电路被配置成向所述比较电路提供所述输出电压的定标版本。
3.根据权利要求1所述的发明，还包括补偿电路，所述补偿电路耦接至所述比较电路的输出并且被配置成使所述控制器的闭环响应稳定。
4.根据权利要求1所述的发明，其中，所述修改器电路包括可调整增益。
5.根据权利要求1所述的发明，其中，所述修改器电路包括带通滤波器，所述带通滤波器被配置成仅针对所述代表电流的特定频率生成与所述代表电流成比例的电压。
6.一种用于电力转换器的控制器，所述电力转换器被配置成响应于脉宽调制(PWM)控制信号生成输出电压，所述控制器包括：
(a)误差放大器，其被配置成耦接至目标电压和代表所述电力转换器的输出电压的电压，并且输出指示所耦接的电压之间的差异的比较信号；
(b)电流控制电压源，其被配置成耦接至所述电力转换器，并且被配置成输出修改的比较信号，所述修改的比较信号包括与所述电力转换器的代表电流成比例的电压和从所述误差放大器输出的比较信号的组合；以及
(c)比较器，其耦接至所述修改的比较信号并且被配置成耦接至周期性电压信号，并被配置成基于所述周期性电压信号和所述修改的比较信号的比较来输出所述PWM控制信号。
7.根据权利要求6所述的发明，还包括定标电路，所述定标电路耦接至所述误差放大器并且被配置成耦接至所述电力转换器的输出电压，所述定标电路被配置成生成所述输出电压的定标版本作为代表所述电力转换器的输出电压的电压。
8.根据权利要求6所述的发明，还包括补偿电路，所述补偿电路耦接至所述误差放大器的输出并且被配置成使所述控制器的闭环响应稳定。
9.根据权利要求6所述的发明，其中，所述电流控制电压源包括可调整增益。
10.根据权利要求6所述的发明，其中，所述电流控制电压源包括带通滤波器，所述带通滤波器被配置成仅针对所述代表电流的特定频率生成与所述代表电流成比例的电压。
11.一种DC至DC电力转换器，包括：
(a)由脉宽调制(PWM)控制信号控制的DC至DC转换器电路，并且所述DC至DC转换器电路被配置成生成输出电压；
(b)比较电路，其耦接至目标电压和代表所述DC至DC转换器电路的输出电压的电压，并且输出指示所耦接的电压之间的差异的比较信号；
(c)修改器电路，其被配置成耦接至所述DC至DC转换器电路，并且被配置成输出修改的比较信号，所述修改的比较信号包括与所述DC至DC转换器电路的代表电流成比例的电压和从所述比较电路输出的比较信号的组合；
(d)电压发生器，其被配置成输出周期性电压信号；以及
(e)比较器，其耦接至所述修改的比较信号和所述电压发生器，并被配置成基于所述周期性电压信号和所述修改的比较信号的比较来输出所述PWM控制信号。
12.根据权利要求11所述的发明，还包括定标电路，所述定标电路耦接至所述比较电路和所述DC至DC转换器电路的输出电压，所述定标电路被配置成生成所述输出电压的定标版本作为代表所述DC至DC转换器电路的输出电压的电压。
13.根据权利要求11所述的发明，还包括补偿电路，所述补偿电路耦接至所述比较电路的输出并且被配置成使所述DC至DC电力转换器的闭环响应稳定。
14.根据权利要求11所述的发明，其中，所述DC至DC转换器电路是固定频率开关电感器-电容器DC至DC电力转换器电路。
15.根据权利要求11所述的发明，其中，所述修改器电路包括可调整增益。
16.根据权利要求11所述的发明，其中，所述修改器电路包括带通滤波器，所述带通滤波器被配置成仅针对所述代表电流的特定频率生成与所述代表电流成比例的电压。
17.一种用于控制由脉宽调制(PWM)控制信号控制的电力转换器的方法，所述方法包括：
(a)生成与代表所述电力转换器的电流的电流成比例的基于电流的电压；
(b)生成指示代表所述电力转换器的输出电压的电压与目标电压之间的差异的比较信号；
(c)生成作为周期性波形、所述基于电流的电压和所述比较信号的组合的函数的PWM控制信号；以及
(d)将所生成的PWM控制信号施加至所述电力转换器。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括：生成所述电力转换器的输出电压的定标版本作为代表所述电力转换器电路的输出电压的电压。
19.根据权利要求17所述的方法，其中，所述电力转换器是固定频率的DC至DC电力转换器。
20.根据权利要求17所述的方法，其中，借助于电流控制电压源来生成与代表所述电力转换器的电流输出的电流成比例的基于电流的电压。
21.根据权利要求17所述的方法，还包括：在生成所述PWM控制信号之前对所述基于电流的电压进行带通滤波。
22.一种用于控制由脉宽调制(PWM)控制信号控制的电力转换器的方法，所述方法包括：
(a)将代表所述电力转换器的输出电压的电压与目标电压进行比较，并且输出指示所比较的电压之间的差异的比较信号；
(b)生成与代表所述电力转换器的电流的电流成比例的电压；
(c)将与所述代表电流成比例的电压与所述比较信号组合为修改的比较信号；
(d)将所述修改的比较信号与周期性电压信号进行比较；以及
(e)基于所述周期性电压信号和所述修改的比较信号的比较来生成所述PWM控制信号。
23.根据权利要求22所述的方法，还包括：生成所述电力转换器的输出电压的定标版本作为代表所述电力转换器电路的输出电压的电压。
24.根据权利要求22所述的方法，其中，所述电力转换器是固定频率的DC至DC电力转换器。
25.根据权利要求22所述的方法，其中，借助于电流控制电压源来生成与代表所述电力转换器的电流输出的电流成比例的电压。
26.根据权利要求22所述的方法，还包括：对与代表所述电力转换器的电流输出的电流成比例的电压进行带通滤波。
27.一种用于由脉宽调制(PWM)控制信号控制的电力转换器的控制器，所述控制器包括：
(a)比较电路，其被配置成耦接至目标电压和所述电力转换器的输出电压，并且输出指示所耦接的电压之间的差异的比较信号；
(b)修改器电路，其被配置成耦接至所述电力转换器和周期性电压信号，所述修改器电路被配置成将与所述电力转换器的代表电流成比例的电压与所述周期性电压信号组合为修改的周期性电压信号；以及
(c)比较器，其耦接至修改器电路和所述比较电路，用于生成作为所述电力转换器的输出电压和所述电力转换器的代表电流的函数的所述PWM控制信号。
28.根据权利要求27所述的发明，还包括定标电路，所述定标电路耦接至所述比较电路并且被配置成耦接至所述电力转换器的输出电压，所述定标电路被配置成向所述比较电路提供所述输出电压的定标版本。
29.根据权利要求27所述的发明，还包括补偿电路，所述补偿电路耦接至所述比较电路的输出并且被配置成使所述控制器的闭环响应稳定。
30.根据权利要求27所述的发明，其中，所述修改器电路包括可调整增益。
31.根据权利要求27所述的发明，其中，所述修改器电路包括带通滤波器，所述带通滤波器被配置成仅针对所述代表电流的特定频率生成与所述代表电流成比例的电压。
32.根据权利要求27所述的发明，其中，所述修改器电路包括电流控制电压源。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US17/096,820 US11689101B2 (en) | 2020-11-12 | 2020-11-12 | Mixed-mode power converter control |
| US17/096,820 | 2020-11-12 | ||
| PCT/US2021/058455 WO2022103698A1 (en) | 2020-11-12 | 2021-11-08 | Mixed-mode power converter control |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN116472663A true CN116472663A (zh) | 2023-07-21 |
Family
ID=81455372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202180076128.4A Pending CN116472663A (zh) | 2020-11-12 | 2021-11-08 | 混合模式电力转换器控制 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US11689101B2 (zh) |
| CN (1) | CN116472663A (zh) |
| WO (1) | WO2022103698A1 (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11594965B2 (en) | 2020-12-14 | 2023-02-28 | Psemi Corporation | Power converter counter circuit with under-regulation detector |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5903449A (en) | 1998-06-09 | 1999-05-11 | General Electric Company | Bi-directional power control system for voltage converter |
| US6900995B2 (en) | 2001-11-29 | 2005-05-31 | Iwatt, Inc. | PWM power converter controlled by transistion detection of a comparator error signal |
| TWI231643B (en) * | 2003-09-05 | 2005-04-21 | Shindengen Electric Mfg | Switching power supply |
| JP4121034B2 (ja) | 2005-04-21 | 2008-07-16 | 三菱電機株式会社 | 車両用発電機の制御装置 |
| JP4686745B2 (ja) * | 2006-06-05 | 2011-05-25 | トレックス・セミコンダクター株式会社 | スイッチング電源回路 |
| US7436158B2 (en) * | 2006-07-27 | 2008-10-14 | Richtek Technology Corp. | Low-gain current-mode voltage regulator |
| JP5578861B2 (ja) * | 2010-01-18 | 2014-08-27 | トレックス・セミコンダクター株式会社 | スイッチング電源回路 |
| US8810227B2 (en) * | 2011-01-14 | 2014-08-19 | Infineon Technologies Austria Ag | System and method for controlling a switched-mode power supply |
| US8669743B2 (en) * | 2011-08-25 | 2014-03-11 | Hamilton Sundstrand Corporation | Direct current electric power system with active damping |
| US9190906B2 (en) | 2012-05-16 | 2015-11-17 | Intel Deutschland Gmbh | Digital event generator, comparator, switched mode energy converter and method |
| EP2712083B1 (en) | 2012-09-20 | 2015-02-25 | Infineon Technologies AG | Semiconductor device including short-circuit protection depending on an under-voltage detection |
| DE102015204021B4 (de) | 2015-03-05 | 2017-04-06 | Dialog Semiconductor (Uk) Limited | Dynamische Strombegrenzungsschaltung |
| US10775817B2 (en) | 2018-03-01 | 2020-09-15 | Infineon Technologies Austria Ag | Reference voltage control in a power supply |
| US10794982B2 (en) | 2018-11-21 | 2020-10-06 | Nxp Usa, Inc. | Dynamic calibration of current sense for switching converters |
| CN110035582A (zh) | 2019-04-22 | 2019-07-19 | 晨辉光宝科技股份有限公司 | Led灯管 |
| DE102019121794A1 (de) | 2019-08-13 | 2021-02-18 | Infineon Technologies Ag | Intelligenter elektronischer schalter |
| US11594965B2 (en) | 2020-12-14 | 2023-02-28 | Psemi Corporation | Power converter counter circuit with under-regulation detector |
-
2020
- 2020-11-12 US US17/096,820 patent/US11689101B2/en active Active
-
2021
- 2021-11-08 CN CN202180076128.4A patent/CN116472663A/zh active Pending
- 2021-11-08 WO PCT/US2021/058455 patent/WO2022103698A1/en active Application Filing
-
2023
- 2023-06-12 US US18/333,403 patent/US20230412078A1/en active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2022103698A1 (en) | 2022-05-19 |
| US20230412078A1 (en) | 2023-12-21 |
| US11689101B2 (en) | 2023-06-27 |
| US20220149732A1 (en) | 2022-05-12 |
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|---|---|---|---|
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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