CN116345424B - 一种加强单片机esd高抗干扰电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种加强单片机ESD高抗干扰电路，包括：电源钳位电路和放电器件，通过所述电源钳位电路对产生的ESD电流通过放电器件进行泄放；所述电源钳位电路包括：触发电路、驱动电路和反馈电路；触发电路用于触发电源钳位电路工作，进行ESD电流泄放；反馈电路用于通过反馈回路对电流和电压进行限制；驱动电路通过反相器调整整个电源钳位电路的驱动能力；触发电路包括：两级触发电路，RC触发电路作为前一级触发网络以及电压触发电路作为后一级触发网络。钳位电路通过双极结型晶体管放大电容的方式，减小了防护电路的面积。并采用两级触发电路的设计，使电路泄漏电流减小，具有低泄漏电流、长导通时间、免误触发的优势。
Description
技术领域
本发明涉及单片机技术领域，具体涉及一种加强单片机ESD高抗干扰电路。
背景技术
静电放电（ESD，Electro-Static Discharge）指的是两个带不同电荷的物体间发生直接接触而发生电荷转移，并将电荷从带电物体转移到地的现象。在干燥的环境下，当人体穿过地毯或者与衣服等其它物体发生摩擦产生静电火花后，再触摸金属门把手时，人体静电就会释放到地，这都是“静电放电”的常见现象。在集成电路（IC，Integrated Circuit）中，这种现象常引发一些损害。例如，当手指产生静电再触摸精密IC 时，很可能会导致器件发生热损坏；高压静电会在小型器件中产生较大的电场和较高的电流密度，这就可能会导致绝缘体发生击穿。对于集成电路来说，静电放电是不希望发生的，并且要尽可能的避免其带来的损失。
因此，静电放电是影响单片机集成电路可靠性的重要因素之一。所以，有效的ESD防护对与集成电路来说十分重要。
现阶段，一般采用ESD高抗干扰电路进行电流泄放处理，但是，现有的抗干扰电路存在依然存在以下问题：有高的泄漏电流、导通时间短、以及容易出现误触发的情况。
发明内容
本发明提供一种加强单片机ESD高抗干扰电路，以解决现有技术中存在的上述问题。
本发明提供一种加强单片机ESD高抗干扰电路，包括：电源钳位电路和放电器件，通过所述电源钳位电路对产生的ESD电流通过放电器件进行泄放；
所述电源钳位电路包括：触发电路、驱动电路和反馈电路；
触发电路用于触发电源钳位电路工作，进行ESD 电流泄放；反馈电路用于通过反馈回路对电流和电压进行限制；驱动电路通过反相器调整整个电源钳位电路的驱动能力；
所述触发电路包括两级触发电路，RC 触发电路作为前一级触发网络以及电压触发电路作为后一级触发网络。
优选的，所述RC 触发电路包括电容C、电阻R、放大管NPN和二极管D0；电阻R一端连接电源VDD，另一端连接电容C，电容C的另一端连接二极管D0的负极；放大管NPN的基极和发射极之间设置二极管D0，所述放大管NPN的基极连接二极管D0的负极，所述放大管NPN的发射极连接二极管D0的正极；所述放大管NPN的集电极和基极之间设置电容C；
当电源上电时，电容开始充电，二极管D0处于反偏状态，有较小漏电流通过；放电时，二极管D0正向导通，给电容C放电提供了一条通路。
优选的，所述驱动电路包括：反相器Mp2、串联二极管和电阻R3，反相器Mp2为MOS管，串联二极管包括串联的二极管D1、D2、D3；反相器Mp2的栅极连接串联二极管的正极，串联二极管的负极连接电阻R3的一端以及接地端，反相器Mp2的源极连接电阻R3的另一端，反相器Mp2的漏极连接电源电压VDD；反相器Mp2的栅极电压为Vrd，反相器Mp2的源极连接放电器件MESD的栅极，放电器件MESD的栅极电压为Vg。
优选的，该电源钳位电路中的触发电压是VDD=2.7V，当电源电压达到二极管导通电压时，通过改变电阻值R3值，使Vg 长时间处于导通状态， Vg 高于阈值电压，Vg 为538mV，电源钳位电路实现泄放电流的目的。
优选的，所述反馈电路包括：场效应管Mn1，串联二极管包括串联的二极管D1、D2；串联二极管中二极管D2的负极连接场效应管Mn1的漏极，效应管Mn1的栅极连接放电器件MESD的栅极；场效应管Mn1的源极接地端和电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接反相器Mp2的源极；反相器Mp2的栅极电压为Vrd，反相器Mp2的源极连接放电器件MESD的栅极，MESD的栅极电压为Vg；
MESD 栅极点为Vg 点，将通过Vg 点的电压控制二极管通路的开启状态，进而控制反相器Mp2 的器件开启状态，形成一个具有反馈结构的静态钳位电路。
优选的，当电源VDD 上有ESD 事件发生时，Mp2 导通，Vg 点处于高电平，Mn 1管开启，并下拉Vrd 点电压，使电路进一步开启，延长放电器件MESD 管的开启时间，有助于钳位电路泄放大电流，保护内部电路免受损伤；当正常上电时，Mp未导通，Vg 点电压处于低电平，将导致Mn 1管关断，流经二极管上的电流将不能通过，不能形成有效的电路通路，有助于减小电路的泄漏电流。
优选的，RC 触发电路用于检测电路频率，并根据检测到的电路频率确定是否开启后一级电路；后一级二极管触发电路直接与反相器相连，减小支路电流，当二极管产生的泄漏电流大于设定阈值时，采用两级触发的方式避免在RC 触发电路未触发时，二极管组成的静态钳位电路有电流流过；RC 触发电路主要决定电路的开启电压，决定放电器件MESD 是否开启。
优选的，当ESD 电流事件发生时，由于电源电压VDD上电快，电容C上的电压Vrc 开始处于低电平，此时反相器Mp1 导通，反相器Mp1 的源极电压Vr 被拉至高电平，当反相器Mp2栅极电压Vrd 达到串联二极管导通电压时，Vrd 处的电压低于Vr 处的电压，且反相器Mp2的导通电压ΔVON (Mp2)= |Vr-Vrd |>Vth，Vth为导通阈值电压；此时Mp2导通，Vg 被拉至高电平，放电器件MESD 导通，电路开始泄放电流；当电路在正常工作条件下，由于VDD 上电较慢，电容C上的电压Vrc 与VDD 同步变化，此时Mp1 处于关闭状态，Vr处于低电平，Vrd 无法达到二极管的导通电压，因此Mp2 始终处于截止区，即ΔVON(Mp2)=|Vr-Vrd|<Vth，因此Vg始终处于低电平，放电器件MESD 关闭，电源钳位电路无法工作。
优选的，RC 触发电路中RC常数设置为100ns，R=54.8kΩ，C=1.83pF。
优选的，还包括温度检测电路，所述温度检测电路用于检测温度，当温度升高时，二极管导通电压降低，反相器Mp2阈值电压降低，使电路快速开启，延长了放电器件MESD 的导通时间；串联二极管数量对导通时间产生影响。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明提供一种加强单片机ESD高抗干扰电路，包括：电源钳位电路和放电器件，通过所述电源钳位电路对产生的ESD电流通过放电器件进行泄放；所述电源钳位电路包括：触发电路、驱动电路和反馈电路；触发电路用于触发电源钳位电路工作，进行ESD 电流泄放；反馈电路用于通过反馈回路对电流和电压进行限制；驱动电路通过反相器调整整个电源钳位电路的驱动能力；触发电路包括：两级触发电路，RC 触发电路作为前一级触发网络以及电压触发电路作为后一级触发网络。钳位电路通过双极结型晶体管放大电容的方式，大大减小了防护电路的面积。并采用两级触发电路的设计，使电路泄漏电流减小，并且此电路的触发电压能够通过串联二极管的方式进行调整。具有低泄漏电流、长导通时间、免误触发的优势。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1为本发明实施例中一种加强单片机ESD高抗干扰电路的结构示意图；
图2为本发明实施例中RC触发电路的结构示意图；
图3为本发明实施例中驱动电路的电路图；
图4为本发明实施例中包含反馈电路的结构示意图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明实施例提供了一种加强单片机ESD高抗干扰电路，该加强单片机ESD高抗干扰电路包括：电源钳位电路和放电器件，通过所述电源钳位电路对产生的ESD电流通过放电器件进行泄放；
所述电源钳位电路包括：触发电路、驱动电路和反馈电路；
触发电路用于触发电源钳位电路工作，进行ESD 电流泄放；反馈电路用于通过反馈回路对电流和电压进行限制；驱动电路通过反相器调整整个电源钳位电路的驱动能力；
所述触发电路包括两级触发电路，RC 触发电路作为前一级触发网络以及电压触发电路作为后一级触发网络。
上述技术方案的工作原理为：本实施例采用的方案是包括：电源钳位电路和放电器件，通过所述电源钳位电路对产生的ESD电流通过放电器件进行泄放；所述电源钳位电路包括：触发电路、驱动电路和反馈电路；触发电路用于触发电源钳位电路工作，进行ESD 电流泄放；反馈电路用于通过反馈回路对电流和电压进行限制；驱动电路通过反相器调整整个电源钳位电路的驱动能力； 所述触发电路包括两级触发电路，RC 触发电路作为前一级触发网络以及电压触发电路作为后一级触发网络。
具体的，请参照图1，所述RC 触发电路包括电容C、电阻R、放大管NPN和二极管D0。
所述驱动电路包括：反相器Mp2、串联二极管和电阻R3，以及还包括反相器Mp1以及电阻R1和二极管Dp1。
所述反馈电路包括：场效应管Mn1。
RC 触发电路直接连接第一级触发网络，即连接驱动电路中的反相器MP1，后一级触发网络中，通过电阻R2和串联二极管之间直接连接反相器MP2的栅极，形成电压触发电路，因此，通过串联二极管调节触发电压，减少电源钳位电路发生误触发的风险。图1中的串联二极管包括二极管D1、D2…Dn。通过在串联二极管的负极连接场效应管Mn1的漏极，场效应管Mn1的栅极连接放电器件MESD的栅极。
当I/O 引脚与电源VDD 之间存在静电时，首先通过I/O 引脚放电到电源VDD，然后通过电源钳位电路放电到地；当电源VDD 与地VSS 之间存在静电时，ESD 电流会通过电源钳位电路进行泄放；当两个I/O 引脚之间存在静电时，其放电路径首先需要通过引脚附近的ESD 防护电路，其次还要通过电源钳位电路；由于每个引脚几乎都会通过电源钳位电路泄放电流，所以说，电源钳位电路是整个ESD防护网络的重点。
上述技术方案的有益效果为：采用本实施例提供的方案钳位电路通过双极结型晶体管放大电容的方式，大大减小了防护电路的面积。并采用两级触发电路的设计，使电路泄漏电流减小，并且此电路的触发电压能够通过串联二极管的方式进行调整。本申请提供的电源钳位电路与传统的ESD 电源钳位电路相比，具有低泄漏电流、长导通时间、免误触发的优势。
在另一实施例中，请参照图2，所述RC 触发电路包括电容C、电阻R、放大管NPN和二极管D0；电阻R一端连接电源VDD，另一端连接电容C，电容C的另一端连接二极管D0的负极；放大管NPN的基极和发射极之间设置二极管D0，所述放大管NPN的基极连接二极管D0的负极，所述放大管NPN的发射极连接二极管D0的正极；所述放大管NPN的集电极和基极之间设置电容C；
当电源上电时，电容开始充电，二极管D0处于反偏状态，有较小漏电流通过；放电时，二极管D0正向导通，给电容C放电提供了一条通路。
上述技术方案的工作原理为：本实施例采用的方案是所述RC 触发电路包括电容C、电阻R、放大管NPN和二极管D0；电阻R一端连接电源VDD，另一端连接电容C，电容C的另一端连接二极管D0的负极；放大管NPN的基极和发射极之间设置二极管D0，所述放大管NPN的基极连接二极管D0的负极，所述放大管NPN的发射极连接二极管D0的正极；所述放大管NPN的集电极和基极之间设置电容C；当电源上电时，电容开始充电，二极管D0处于反偏状态，有较小漏电流通过；放电时，二极管D0正向导通，给电容C放电提供了一条通路。
放大管NPN为晶体管，晶体管的基本结构包括N 发射极、P 基极以及一个轻掺杂的集电极（N 漂移）。轻掺杂的集电极区域具有高阻断电压的特性。当向器件的集电极端施加正偏压时，集电极-基极结上的电压为反偏电压。N 漂移区的厚度以及掺杂浓度决定器件的关断电压能力。
在发射极-基极结上添加正向偏压时，发射极电子进入到P 基极，然后电子以扩散的方式进入到集电极。当基极-集电极结反偏时，该结收集的电子将通过其耗尽区，从而产生集电极电流。这样，小的基极电流就会产生大的集电极电流，从而导致相当大的电流增益，也会产生较大的功率增益。双极晶体管在发射极-基极结施加反向偏压时，双极晶体管会进入阻断状态。此时，少数载流子停止向PN 结注入，而且基极区中的电荷也会减少，大量的电荷存储在厚N 漂移区中。P 基极区的厚度和掺杂浓度对于功率双极晶体管的电流增益和阻断能力都至关重要。
在实施例的ESD 电流防护过程中，通常使用两个双极晶体管复合成一个双极晶体管作为泄放电流器件，形成的复合管称为达林顿管。一般的双极晶体管的基极需要大的电流来驱动，不能直接将小信号进行放大，而达林顿管通过前级的双极晶体管将小电流放大后，然后再驱动后级的双极晶体管，这样就可以以小电流来驱动大功率的达林顿管。同时，双极结型晶体管也可以作为放大管使用，优点是耐过压抗静电好、环境可靠性高。但是其缺点也是比较明显的，该器件受温度影响大、热稳定性比较差、功耗也大。
本实施例选择RC 触发和电压触发电路的混合电路作为触发电路。由于RC 触发电路依靠频率来检测电源上的信号，可以鉴别ESD 脉冲信号和正常上电信号。
在低频时，RC 电路的输出与输入信号保持一致，在高频时，RC 电路的输出与输入信号偏离。因此，利用RC 电路对高低频信号的差异，来检测高频快上电的ESD信号和低频慢上电的正常工作信号。
由于R 和C 的取值决定RC 时间常数的大小，同时要保证ESD 保护电路有足够长的导通时间且能够及时关断。因此，R 和C 必须合理取值。取相同RC 时间常数时，可通过同比例增大电阻和减小电容，或同比例增大电容和减小电阻，来取得精确电容和电阻。
传统的触发电路中的电容只有充电通路，没有放电通路。但是，在一些应用电路中，需要放电通路。因此，本实施例在双极结型晶体管的基极和发射极之间接一只二极管，此二极管的作用是：当电源上电时，电容开始充电，D0 处于反偏状态，有较小漏电流通过，对电路几乎没有影响。放电时，二极管正向导通，给电容放电提供了一条通路。
在另一实施例中，请参照图3，所述驱动电路包括：反相器Mp2、串联二极管和电阻R3，反相器Mp2为MOS 管，串联二极管包括串联的二极管D1、D2、D3；反相器Mp2的栅极连接串联二极管的正极，串联二极管的负极连接电阻R3的一端以及接地端，反相器Mp2的源极连接电阻R3的另一端，反相器Mp2的漏极连接电源电压VDD；反相器Mp2的栅极电压为Vrd，反相器Mp2的源极连接放电器件MESD的栅极，放电器件MESD的栅极电压为Vg。
通过反相器Mp2和串联二极管调整触发电压，提升钳位电路的性能；所述反馈电路采用三个二极管串联的触发方式组成的钳位电路中，设置相应的电阻R3 值，以获得较低的触发电压，同时合适的电阻R3可以防止放电器件MESD导通时电流太大，烧坏MOS 管，起到限流作用。
上述技术方案的工作原理为：二极管存在以下优点：（1）寄生电容小。PN 结的结电容是二极管中的主要寄生电容，其寄生电容一般不是很大，常应用在不希望引入寄生电容和寄生电感的射频ESD 电路中，从而避免大的寄生电容对电路性能产生影响；（2）响应速度快。简单的PN 结二极管中，载流子只需要跨越一个势垒便可以从阳极到阴极。由于二极管本身没有MOS 管的栅氧层，所以在二极管作为ESD 器件不用考虑其栅氧击穿问题。
为了减小静态钳位电路中泄漏电流大的问题，通常需要一个反馈回路对电流和电压进行限制。本实施例通过增加一个NMOS 管，该NMOS 管为场效应管Mn1，来解决泄漏电流问题，用这种方法来解决RC 触发电路中的泄漏电流问题。Mn1 的栅极与放电器件MESD 栅极相连，将通过Vg 点的电压控制二极管通路的开启状态，进而控制反相器Mp2 的器件开启状态，形成一个具有反馈结构的静态钳位电路。
当电源VDD 上有ESD 事件发生时，Mp2很快导通，Vg 点处于高电平，Mn 管开启，并下拉Vrd 点电压，使电路进一步开启，延长MESD 管的开启时间，有助于钳位电路泄放大电流，保护内部电路免受损伤。当正常上电时，电路未开启，Vg 点电压处于低电平，将导致Mn1管关断，流经二极管上的电流将不能通过，不能形成有效的电路通路，有助于减小电路的泄漏电流。
在另一实施例中，该电源钳位电路中的触发电压是VDD=2.7V，当电源电压达到二极管导通电压时，通过改变电阻值R3 值，使Vg 长时间处于导通状态， Vg 高于阈值电压，Vg 为538mV，电源钳位电路实现泄放电流的目的。
在另一实施例中，请参照图4，所述反馈电路包括：场效应管Mn1，串联二极管包括串联的二极管D1、D2；串联二极管中二极管D2的负极连接场效应管Mn1的漏极，效应管Mn1的栅极连接放电器件MESD的栅极；场效应管Mn1的源极接地端和电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接反相器Mp2的源极；反相器Mp2的栅极电压为Vrd，反相器Mp2的源极连接放电器件MESD的栅极，MESD的栅极电压为Vg。场效应管Mn 1的栅极与放电器件MESD 栅极相连，将通过Vg 点的电压控制二极管D2和D1通路的开启状态，进而控制Mp2 的器件开启状态，形成一个具有反馈结构的静态钳位电路。
本实施例中串联二极管与驱动电路中介绍的串联二极管的二极管的数量不同，本实施例的方案可以通过根据实际情况进行调整二极管的数量，保证具有串联二极管的效果即可。本实施例中串联二极管包括串联的二极管D1、D2；反相器Mp的栅极连接串联二极管的正极，串联二极管的负极连接场效应管Mn1的漏极，效应管Mn1的栅极连接放电器件MESD的栅极；场效应管Mn1的源极接地端和电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接反相器Mp2的源极，反相器Mp2的漏极连接电源电压VDD；反相器Mp2的栅极电压为Vrd，反相器Mp2的源极连接放电器件MESD的栅极，MESD的栅极电压为Vg。
当电源VDD 上有ESD 事件发生时，Mp2 导通，Vg 点处于高电平，Mn 1管开启，并下拉Vrd 点电压，使电路进一步开启，延长放电器件MESD 管的开启时间，有助于钳位电路泄放大电流，保护内部电路免受损伤；当正常上电时，Mp未导通，Vg 点电压处于低电平，将导致Mn 1管关断，流经二极管上的电流将不能通过，不能形成有效的电路通路，有助于减小电路的泄漏电流。
在另一实施例中， RC 触发电路用于检测电路频率，并根据检测到的电路频率确定是否开启后一级电路；后一级二极管触发电路直接与反相器相连，减小支路电流，当二极管产生的泄漏电流大于设定阈值时，采用两级触发的方式避免在RC 触发电路未触发时，二极管组成的静态钳位电路有电流流过；RC 触发电路主要决定电路的开启电压，决定放电器件MESD 是否开启。
上述技术方案的工作原理为：本实施例采用的方案是RC 触发电路用于检测电路频率，并决定是否开启后一级电路；后一级二极管触发电路直接与反相器相连，减小支路电流，尤其是二极管产生的泄漏电流较大，采用两级触发的方式避免在RC 钳位电路未触发时，二极管组成的静态钳位电路仍然有较大电流流过；二极管触发电路主要决定电路的开启电压，决定MESD 是否开启。
在另一实施例中，当ESD 电流事件发生时，由于电源电压VDD上电快，电容C上的电压Vrc 开始处于低电平，此时反相器Mp1 导通，反相器Mp1 的源极电压Vr 被拉至高电平，当反相器Mp2栅极电压Vrd 达到串联二极管导通电压时，Vrd 处的电压低于Vr 处的电压，且反相器Mp2的导通电压ΔVON (Mp2)= |Vr-Vrd |>Vth，Vth为导通阈值电压；此时Mp2导通，Vg被拉至高电平，放电器件MESD 导通，电路开始泄放电流；当电路在正常工作条件下，由于VDD 上电较慢，电容C上的电压Vrc 与VDD 同步变化，此时Mp1 处于关闭状态，Vr处于低电平，Vrd 无法达到二极管的导通电压，因此Mp2 始终处于截止区，即ΔVON(Mp2)=|Vr-Vrd|<Vth，因此Vg 始终处于低电平，放电器件MESD 关闭，电源钳位电路无法工作。
上述技术方案的工作原理为：本实施例采用的方案是当ESD 电流事件发生时，由于电源电压VDD上电快，电容C上的电压Vrc 开始处于低电平，此时反相器Mp1 导通，反相器Mp1 的源极电压Vr 被拉至高电平，当反相器Mp2栅极电压Vrd 达到串联二极管导通电压时，Vrd 处的电压低于Vr 处的电压，且反相器Mp2的导通电压ΔVON (Mp2)= |Vr-Vrd |>Vth，Vth为导通阈值电压；此时Mp2导通，Vg 被拉至高电平，放电器件MESD 导通，电路开始泄放电流；当电路在正常工作条件下，由于VDD 上电较慢，电容C上的电压Vrc 与VDD 同步变化，此时Mp1 处于关闭状态，Vr处于低电平，Vrd 无法达到二极管的导通电压，因此Mp2 始终处于截止区，即ΔVON(Mp2)=|Vr-Vrd|<Vth，因此Vg 始终处于低电平，放电器件MESD 关闭，电源钳位电路无法工作。
当触发电路检测到ESD 信号时，Vrc 开始处于低电平，Mp1 导通，将Vr 节点电压拉高，当Vr 电压达到二极管串联的导通电压时，Vrd 节点电压低于Vr 点电压，Mp2 管导通，Vg 节点电压被拉高，大钳位晶体管导通，为ESD 泄放电流提供通路。这时大钳位晶体管MESD 必须保证能够承受此大的ESD 电流。
在另一实施例中，RC 触发电路中RC常数设置为100ns，即R=54.8kΩ，C=1.83pF。
上述技术方案的工作原理为：本实施例采用的方案是RC 触发电路中RC常数设置为100ns，即R=54.8kΩ，C=1.83pF。
在另一实施例中，还包括温度检测电路，所述温度检测电路用于检测温度，当温度升高时，二极管导通电压降低，反相器Mp2阈值电压降低，使电路快速开启，延长了MESD 的导通时间；串联二极管数量会对导通时间产生影响。
上述技术方案的工作原理为：本实施例采用的方案是还包括温度检测电路，所述温度检测电路用于检测温度，当温度升高时，二极管导通电压降低，反相器Mp2阈值电压降低，使电路快速开启，延长了MESD 的导通时间；串联二极管数量会对导通时间产生影响。
人体静电的放电过程会在几纳秒(ns)的时间内产生数安培的放电电流，此电流会把IC 内的器件或电路给烧毁。因此，需要钳位电路保持足够的导通时间，才能将数安培的电流泄放。常温下，传统频率触发电路的导通时间为407ns，本实施例电源钳位电路在使用两个二极管的情况下导通时间为519ns，并且能够较快关断。电源钳位电路与传统频率触发电路相比，它的关断时间从162ns 减小到84ns，从而大大减小了因未完全关断带来的功耗。
由于二极管的导通电压和MOS 管的阈值电压受温度影响较大。因此，新型钳位电路在不同温度和不同二极管数量下的导通时间有所不同。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (8)
1.一种加强单片机ESD高抗干扰电路，其特征在于，包括：电源钳位电路和放电器件MESD，通过所述电源钳位电路对产生的ESD电流通过放电器件MESD进行泄放；
所述电源钳位电路包括：触发电路、驱动电路和反馈电路；
触发电路用于触发电源钳位电路工作，进行ESD 电流泄放；反馈电路用于通过反馈回路对电流和电压进行限制；驱动电路通过反相器调整整个电源钳位电路的驱动能力；
所述触发电路包括两级触发电路，RC 触发电路作为前一级触发网络以及电压触发电路作为后一级触发网络；
所述驱动电路包括：反相器Mp1、反相器Mp2、串联二极管和电阻R3，反相器Mp1的栅极通过电阻R连接电源电压VDD，反相器Mp1的漏极连接电源电压VDD，反相器Mp1的源极通过电阻R1接地；反相器Mp2为MOS 管，串联二极管包括依次串联的二极管D1、D2、D3；反相器Mp2的栅极连接串联二极管的正极，串联二极管的负极连接电阻R3的一端以及接地端，反相器Mp2的源极连接电阻R3的另一端，反相器Mp2的漏极连接电源电压VDD；反相器Mp2的栅极电压为Vrd，反相器Mp2的源极连接放电器件MESD的栅极，放电器件MESD的栅极电压为Vg；放电器件MESD的漏极连接电源电压VDD，放电器件MESD的源极接地；
所述反馈电路包括：场效应管Mn1，串联二极管包括串联的二极管D1、D2；串联二极管中二极管D2的负极连接场效应管Mn1的漏极，场效应管Mn1的栅极连接放电器件MESD的栅极；场效应管Mn1的源极接地端和电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接反相器Mp2的源极；反相器Mp2的栅极电压为Vrd，反相器Mp2的源极连接放电器件MESD的栅极，放电器件MESD的栅极电压为Vg；
放电器件MESD 栅极点为Vg 点，将通过Vg 点的电压控制二极管通路的开启状态，进而控制反相器Mp2 的器件开启状态，形成一个具有反馈结构的静态钳位电路。
2.根据权利要求1所述的一种加强单片机ESD高抗干扰电路，其特征在于，
所述RC 触发电路包括电容C、电阻R、放大管NPN和二极管D0；电阻R一端连接电源VDD，另一端连接电容C，电容C的另一端连接二极管D0的负极；放大管NPN的基极和发射极之间设置二极管D0，所述放大管NPN的基极连接二极管D0的负极，所述放大管NPN的发射极连接二极管D0的正极；所述放大管NPN的集电极和基极之间设置电容C；
当电源上电时，电容开始充电，二极管D0处于反偏状态，有较小漏电流通过；放电时，二极管D0正向导通，给电容C放电提供了一条通路。
3.根据权利要求1所述的一种加强单片机ESD高抗干扰电路，其特征在于，该电源钳位电路中的触发电压是VDD=2.7V，当电源电压达到串联二极管中所有二极管的导通电压时，通过改变电阻值R3值，使Vg 长时间处于导通状态， Vg 高于阈值电压，Vg 为538mV。
4.根据权利要求1所述的一种加强单片机ESD高抗干扰电路，其特征在于，
当电源VDD 上有ESD 事件发生时，Mp2 导通，Vg 点处于高电平，Mn 1管开启，并下拉Vrd 点电压，使电路进一步开启，延长放电器件MESD 管的开启时间；当正常上电时，Mp2未导通，Vg 点电压处于低电平，将导致Mn 1管关断，流经二极管上的电流将不能通过。
5.根据权利要求1所述的一种加强单片机ESD高抗干扰电路，其特征在于，
RC 触发电路用于检测电路频率，并根据检测到的电路频率确定是否开启后一级电路；后一级二极管触发电路直接与反相器Mp2相连，减小支路电流，当二极管产生的泄漏电流大于设定阈值时，采用两级触发的方式避免在RC 触发电路未触发时，二极管组成的静态钳位电路有电流流过；RC 触发电路主要决定电路的开启电压，决定放电器件MESD 是否开启。
6.根据权利要求1所述的一种加强单片机ESD高抗干扰电路，其特征在于，
当ESD 电流事件发生时，由于电源电压VDD上电快，电容C上的电压Vrc 开始处于低电平，此时反相器Mp1 导通，反相器Mp1 的源极电压Vr 被拉至高电平，当反相器Mp2栅极电压Vrd 达到串联二极管导通电压时，Vrd 处的电压低于Vr 处的电压，且反相器Mp2的导通电压ΔVON (Mp2) = |Vr-Vrd | >Vth，Vth为导通阈值电压；此时Mp2导通，Vg 被拉至高电平，放电器件MESD 导通，电路开始泄放电流；当电路在正常工作条件下，由于VDD 上电较慢，电容C上的电压Vrc 与VDD 同步变化，此时Mp1 处于关闭状态，Vr处于低电平，Vrd 无法达到二极管的导通电压，因此Mp2 始终处于截止区，即ΔVON(Mp2)=|Vr-Vrd|<Vth，因此Vg 始终处于低电平，放电器件MESD 关闭，电源钳位电路无法工作。
7.根据权利要求1所述的一种加强单片机ESD高抗干扰电路，其特征在于，RC 触发电路中RC常数设置为100ns，R=54.8kΩ，C=1.83pF。
8.根据权利要求6所述的一种加强单片机ESD高抗干扰电路，其特征在于，还包括温度检测电路，所述温度检测电路用于检测温度，当温度升高时，二极管导通电压降低，反相器Mp2阈值电压降低，使电路快速开启，延长了放电器件MESD 的导通时间；串联二极管数量对导通时间产生影响。
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