CN116317598A - 一种倍流整流型llc谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种倍流整流型LLC谐振变换器，适用于低压大电流场合，包括全桥逆变电路、谐振电容Cr、变压器和倍流整流电路，全桥逆变电路包括开关管S1～S4，倍流整流电路包括开关管Q1和Q2、一对反向耦合的电感L1和L2及滤波电容C0，谐振电容Cr和变压器的励磁电感Lm构成了谐振腔，耦合电感L1和L2对谐振腔的影响等效为在滤波电容Co和负载之前串联一个电感值为(L‑M)/2的电感，折算到变压器原边为2n2(L‑M)，n为变压器的变比，L为电感L1和L2的自感值，M为电感L1和L2的互感值。本发明利用倍流整流电路中耦合电感对谐振腔的影响替代原边原有谐振电感，可减少磁性元件，降低变换器的体积和重量。

Description

一种倍流整流型LLC谐振变换器
技术领域
本发明属于LLC谐振变换器领域，更具体地，涉及一种倍流整流型LLC谐振变换器。
背景技术
LLC谐振变换器由于其全负载范围软开关、易于实现高频、高效率等优点得到了广泛的研究和应用。倍流整流电路是一种适合于低压大电流应用场景的整流电路拓扑。将倍流整流电路运用到LLC谐振变换器的副边，可以得到适合低压大电流应用场景的倍流整流型LLC谐振变换器。但是倍流整流电路中存在的电感会对LLC谐振腔产生影响，使其固有的谐振特性发生改变。且由于倍流整流电路引入了两个额外的电感，再加上LLC谐振变换器原有的原边谐振电感，整个变换器磁性元件数量较多，使得变换器的体积和重量增大。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种倍流整流型LLC谐振变换器，不会对LLC谐振腔的固有谐振特性造成不利影响，且还可减少整个变换器磁性元件的数量，使得变换器的体积和重量减少。
为实现上述目的，本发明提供了一种倍流整流型LLC谐振变换器，包括全桥逆变电路、谐振电容Cr、变压器和倍流整流电路，其中，全桥逆变电路包括开关管S1～S4，倍流整流电路包括开关管Q1和Q2、一对反向耦合的电感L1和L2及滤波电容C0，谐振电容Cr和变压器的励磁电感Lm构成了谐振腔；
输入电压源Vi的正极分别与开关管S1和S2的漏极相连，开关管S1的源极和开关管S3的漏极连接，开关管S2的源极和开关管S4的漏极连接，开关管S3与开关管S4的源极共同接在输入电压源Vi的负极；谐振电容Cr与变压器原边绕组串联，且串联部分的一端接在开关管S1与S3两者之间，另一端接在开关管S2与S4两者之间；开关管Q1和Q2的漏极对应连接至变压器副边绕组的两端，开关管Q1和Q2的源极连接，电感L1和L2的一端对应连接至开关管Q1和Q2的漏极，电感L1和L2的另一端相连，并连接至滤波电容Co的一端，滤波电容Co的另一端连接至开关管Q1与Q2两者之间，外部负载与滤波电容Co并联；耦合电感L1和L2对谐振腔的影响等效为在滤波电容Co和负载之前串联一个电感值为(L-M)/2的电感，折算到变压器原边为2n2(L-M)，n为变压器的变比，L为电感L1和L2的自感值，M为电感L1和L2的互感值。
在其中一个实施例中，所述倍流整流型LLC谐振变换器采用变频控制策略。
在其中一个实施例中，所述倍流整流型LLC谐振变换器的工作状态根据开关管的开关频率与谐振腔的谐振频率的关系分为三种，第一种为开关频率小于谐振频率，第二种为开关频率等于谐振频率，第三种为开关频率大于谐振频率。
在其中一个实施例中，所述开关管S1～S4及开关管Q1和Q2均采用全控型半导体器件。
在其中一个实施例中，所述全控型半导体器件为IGBT或MOSFET。
在其中一个实施例中，适用于车载DC-DC电源或蓄电池充电机场合。
本发明提供的倍流整流型LLC谐振变换器，具有如下效果：
(1)将倍流整流电路应用到LLC谐振变换器的副边，可使得变换器既保留了LLC谐振变换器的固有优点，即在全负载范围内实现原边开关管零电压(ZVS)开通，副边开关管零电流(ZCS)关断，又兼顾了倍流整流电路在低压大电流场合下的效率优势，得到一种在低压大电流场合性能优良的DC/DC变换器拓扑。
(2)副边倍流整流电路中的两个电感采用反向耦合形式，通过合理设置其自感和互感值，可使其参与到所期望的谐振过程中来，不仅可避免倍流整流电路中的电感对LLC谐振变换器的固有谐振过程产生不利影响，反而使得其影响发挥积极作用。
(3)将副边倍流整流电路中的电感的引入谐振过程之后，其带来的影响效果可以替代LLC谐振变换器中原边原有谐振电感的作用，故可以节省掉原边原有谐振电感，使得变换器的电感数减少一个，有效减小变换器体积和重量。
(4)相比于采用全波整流电路的LLC谐振变换器，本发明提供的倍流整流型LLC谐振变换器的变压器不需要中心抽头，变压器结构更简单，对变压器的制作工艺要求降低。
(5)相比于采用全桥整流电路的LLC谐振变换器，本发明提供的倍流整流型LLC谐振变换器副边减少了两个开关管，故开关管导通损耗减小，且变压器副边绕组电流减小，故变压器副边绕组铜损减小，因此变换器整体效率提高，此优势在大电流场景下更为显著，且减少了两个开关管使得变换器成本也相应降低。
附图说明
图1是本发明一实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器的拓扑结构图；
图2是本发明一实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器在(t0-t1)阶段的工作模态图；
图3是本发明一实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器在(t1-t2)阶段的工作模态图；
图4是本发明一实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器在(t2-t3)阶段的工作模态图；
图5是本发明一实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器在(t3-t4)阶段的工作模态图；
图6是本发明一实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器在(t4-t5)阶段的工作模态图；
图7是本发明一实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器在一个周期内的关键电压电流波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
为解决传统倍流整流型LLC谐振变换器导致LLC谐振腔谐振特性改变，以及使整个变换器体积和重量增大的问题，本发明提供了一种倍流整流型LLC谐振变换器，可适用于车载DC-DC电源或蓄电池充电机等场合，如图1所示，该变换器包括全桥逆变电路、谐振电容Cr、变压器和倍流整流电路。
其中，全桥逆变电路包括开关管S1～S4；倍流整流电路包括开关管Q1～Q2、一对反向耦合的电感L1和L2和滤波电容Co；谐振电容Cr和变压器的励磁电感Lm构成了谐振腔。具体地，本实施例提供的各开关管可采用全控型半导体器件，比如IGBT或MOSFET。
本实施例提供的变换器中各器件的连接关系为：
本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器原边拓扑结构为：开关管S1的源极和开关管S3的漏极连接，开关管S2的源极和开关管S4的漏极连接，开关管S1与开关管S2的漏极接共同在输入电压源Vi的正极，输入电压源Vi两端并联有母线电容Ci，开关管S3与开关管S4的源极共同接在输入电压源Vi的负极；谐振电容Cr与变压器原边绕组串联，串联部分一端接在开关管S1与开关管S3两者之间，另一端则接在开关管S2与开关管S4两者之间。
本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器副边拓扑结构为：开关管Q1的源极和开关管Q2的源极连接，开关管Q1和开关管Q2的漏极对应连接至变压器副边绕组两端；电感L1和L2反向耦合，互感为M；电感L1和电感L2的一端对应连接至开关管Q1和开关管Q2的漏极，电感L1和电感L2的另一端相连接，并连接至滤波电容Co的一端，滤波电容Co的另一端则连接至开关管Q1和开关管Q2两者之间；外部负载Ro并联至滤波电容Co两端。
本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器，将倍流整流电路应用到LLC谐振变换器的副边，一方面可使变换器拥有LLC谐振变换器的固有优点，即在全负载范围内实现原边开关管零电压(ZVS)开通，副边开关管零电流(ZCS)关断。另一方面，倍流整流电路在每半个开关周期内，一个电感的电流通过负载、开关管、变压器副边绕组形成回路，另一个电感的电流直接通过负载、开关管形成回路，即负载电流是两个电感电流之和，而变压器副边绕组电流等于流经一个电感的电流，因此负载电流是变压器副边绕组电流的2倍。在负载电流相等的情况下，变压器副边电流更小意味着损耗更小，有助于变换器效率的提高，这一优势在大电流场景下更加显著。根据能量守恒，不计电路损耗则输出给负载的功率等于变压器传输的功率，由于负载电流是变压器副边绕组电流的2倍，因此负载电压是变压器副边绕组电压的二分之一，即倍流整流电路自身可以实现2倍的电压降，因此，本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器可适用于低电压输出场合。因此，本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器集LLC谐振变换器和倍流整流电路的优点于一身，是一种在低压大电流场合有着良好性能的DC/DC变换器。
而且本实施例提供的副边倍流整流电路中的两个电感采用反向耦合形式，通过合理设置其自感和互感值，可使其参与到所期望的谐振过程中来，不仅可避免倍流整流电路中的电感对LLC谐振变换器的固有谐振过程产生不利影响，还可使得其影响发挥积极作用，替代LLC谐振变换器中原边原有谐振电感的作用。
具体地，本实施例提供的倍流整流电路中两耦合电感值的设置方法如下：假设两电感的自感均为L，互感为M，则其可以等效为一对自感互感均为
Figure BDA0004106535480000061
的全耦合电感异名端相连后再串联一个电感值为/>
Figure BDA0004106535480000062
的解耦电感。现有研究表明，倍流整流电路中的两电感反向全耦合时不会对LLC谐振产生影响，因此只有此等效串联解耦电感参与谐振。假设变压器变比是n，倍流整流电路固有的性质表明其变压器副边绕组电压是负载电压的2倍，考虑这两方面因素将等效串联解耦电感折算到变压器原边，则其电感值变为2n2(L-M)。此折算后的等效电感与变压器励磁电感并联后参与谐振。当并联后的电感值与传统LLC谐振变换器中的谐振电感的电感值相等时，本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器与传统LLC谐振变换器在谐振频率点附近的谐振特性相近。因此，当倍流整流电路中的耦合电感满足2n2(L-M)与变压器励磁电感并联后的电感值等于原谐振电感的电感值时，倍流整流型LLC谐振变换器可在谐振频率点附近工作时实现和传统LLC谐振变换器相似的良好谐振特性。
另外，本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器还具有如下效果：(1)将副边倍流整流电路中的电感的引入谐振过程之后，其带来的影响效果可替代LLC谐振变换器中原边原有谐振电感的作用，故可节省掉原边原有谐振电感，使得变换器的电感数减少一个，有效减小变换器体积和重量；(2)相比于采用全桥整流电路的LLC谐振变换器，本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器副边减少了两个开关管，故开关管导通损耗减小，且变压器副边绕组电流减小，故变压器副边绕组铜损减小，因此变换器整体效率提高，此优势在低压大电流场景下更为显著，且减少两个开关管可使得变换器成本也相应降低；(3)相比于采用全波整流电路的LLC谐振变换器，本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器的变压器不需要中心抽头，变压器结构更简单，对变压器的制作工艺要求降低。
变频控制是LLC谐振变换器常用的一种控制策略，根据开关管的开关频率与谐振腔的谐振频率的关系可以将变换器的工作状态分为开关频率小于谐振频率(欠谐振状态)、开关频率等于谐振频率、开关频率大于谐振频率(过谐振状态)三种。在欠谐振状态下，副边开关管有良好的软开关特性，易于实现零电流(ZCS)关断，因此欠谐振状态是LLC谐振变换器的理想工作状态。此处以欠谐振状态为例说明本发明提供的倍流整流型LLC谐振变换器的工作过程。应当理解，此处所描述的工作过程仅是本发明提供的变换器可以实现的一种工作模式，但本发明提供的变换器可能的工作模式并不仅限于此种情况。
开关模态一(t0，t1)，如图2所示：此模态内，原边开关管S1、S4开通，副边开关管Q2开通。输入电压加在谐振腔两端(AB两点)，即uAB＝Vi，谐振电容Cr与变压器励磁电感Lm、副边电感L1、L2谐振。此过程中，变压器励磁电流iLm经历了一次反向。当谐振至ir＝iLm时，此模态结束。
开关模态二(t1，t2)，如图3所示：此模态内，原边开关管S1、S4仍然导通，输入电压加在谐振腔两端，即uAB＝Vi。ir＝iLm，变压器原边和副边电流为0，副边开关管Q1、Q2和电感L1、L2中的电流也为0。此时关断副边开关管Q2，则Q2实现零电流关断。Lm与Cr谐振。副边滤波电容Co向负载提供能量。
开关模态三(t2，t3),如图4所示：t2时刻，原边开关管S1、S4关断。Lm、Cr继续谐振,谐振电流经过原边开关管结电容形成回路，S1、S4的结电容充电，S2、S3的结电容放电，谐振腔端电压uAB随之下降。副边状态与上一模态相同。
开关模态四(t3，t4)，如图5所示：t3时刻，原边开关管结电容充放电完成，谐振腔端电压为负的输入电压，即uAB＝-Vi。副边开关管Q1开通，Cr与Lm、L1、L2谐振。谐振电流通过S2、S3的体二极管形成回路，将S2、S3的漏源极电压钳位至体二极管导通压降(近似为0)，为S2、S3的零电压开通创造了条件。t4时刻，S2、S3零电压(ZVS)开通。
开关模态五(t4，t5)，如图6所示：t5时刻，谐振电流ir谐振至0并开始反向增大，原边开关管S2、S3的电流由体二极管转移至沟道。变换器其余工作状态与上个模态相似。半个开关周期结束。后半个周期的工作模态与前半个周期对称，无需赘述。
其中，本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器在一个周期内的关键电压电流波形图可参见图7。
从上述模态分析过程看，本实施例提供的倍流整流型LLC谐振变换器副边倍流整流电路中的耦合电感如预期参与了谐振过程，替代了传统LLC变换器中原边谐振电感的作用。整个变换器谐振特性较好，原边开关管实现了零电压(ZVS)开通，副边开关管实现了零电流(ZCS)关断。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种倍流整流型LLC谐振变换器，其特征在于，包括全桥逆变电路、谐振电容Cr、变压器和倍流整流电路，其中，全桥逆变电路包括开关管S1～S4，倍流整流电路包括开关管Q1和Q2、一对反向耦合的电感L1和L2及滤波电容C0，谐振电容Cr和变压器的励磁电感Lm构成了谐振腔；
输入电压源Vi的正极分别与开关管S1和S2的漏极相连，开关管S1的源极和开关管S3的漏极连接，开关管S2的源极和开关管S4的漏极连接，开关管S3与开关管S4的源极共同接在输入电压源Vi的负极；谐振电容Cr与变压器原边绕组串联，且串联部分的一端接在开关管S1与S3两者之间，另一端接在开关管S2与S4两者之间；开关管Q1和Q2的漏极对应连接至变压器副边绕组的两端，开关管Q1和Q2的源极连接，电感L1和L2的一端对应连接至开关管Q1和Q2的漏极，电感L1和L2的另一端相连，并连接至滤波电容Co的一端，滤波电容Co的另一端连接至开关管Q1与Q2两者之间，外部负载与滤波电容Co并联；耦合电感L1和L2对谐振腔的影响等效为在滤波电容Co和负载之前串联一个电感值为(L-M)/2的电感，折算到变压器原边为2n2(L-M)，n为变压器的变比，L为电感L1和L2的自感值，M为电感L1和L2的互感值。
2.根据权利要求1所述的倍流整流型LLC谐振变换器，其特征在于，所述倍流整流型LLC谐振变换器采用变频控制策略。
3.根据权利要求2所述的倍流整流型LLC谐振变换器，其特征在于，所述倍流整流型LLC谐振变换器的工作状态根据开关管的开关频率与谐振腔的谐振频率的关系分为三种，第一种为开关频率小于谐振频率，第二种为开关频率等于谐振频率，第三种为开关频率大于谐振频率。
4.根据权利要求1所述的倍流整流型LLC谐振变换器，其特征在于，所述开关管S1～S4及开关管Q1和Q2均采用全控型半导体器件。
5.根据权利要求4所述的倍流整流型LLC谐振变换器，其特征在于，所述全控型半导体器件为IGBT或MOSFET。
6.根据权利要求1～5任意一项所述的倍流整流型LLC谐振变换器，其特征在于，适用于车载DC-DC电源或蓄电池充电机场合。
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