CN116317527A - 一种考虑硅mosfet反向恢复的临界导通模式图腾柱pfc的thd优化方法 - Google Patents

一种考虑硅mosfet反向恢复的临界导通模式图腾柱pfc的thd优化方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种考虑硅MOSFET反向恢复的临界导通模式图腾柱PFC的THD优化方法，该方法采用开关周期内电感电流三角波平均的方法，重新推导出导通时间的表达式，从导通时间的表达式可以看出通过增加导通时间来抵消由MOSFET的体二极管严重的反向恢复过程和谐振过程共同产生的负向电流，从而实现图腾柱PFC的THD优化。本发明无需额外搭建硬件电路，仅仅需要原有的数字控制器根据推导出的公式通过实时计算重新调整导通时间即可实现对THD的优化，大大降低了电路控制复杂程度与成本。

Description

一种考虑硅MOSFET反向恢复的临界导通模式图腾柱PFC的THD 优化方法
技术领域
本发明涉及中小功率等级电源功率因数校正，具体涉及一种考虑硅MOSFET反向恢复的临界导通模式图腾柱PFC的THD优化方法。
背景技术
随着消费类电子产业的飞速发展，中小功率等级的AC-DC变换器用量激增，导致大量谐波电流注入交流电网，损害交流电网电能质量。为此，国际电工委员会相继颁布并修订了EN61000-3-2电流谐波标准，对不同功率等级的AC-DC变换器所需满足的电流谐波标准进行了明确规定。功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)技术可有效提高AC-DC变换器的功率因数(Power Factor，PF)，并降低输入电流的总谐波失真(Total HarmonicDistortion，THD)，已成为各类AC-DC变换器为满足相关电流谐波标准所必需的技术手段。
临界导通模式(以下简称“CRM”)图腾柱PFC拓扑主电路简单，导通损耗小，易于实现软开关，在高效高功率密度电源场合变得流行。
图腾柱PFC电路拓扑图如图1所示，S1,S2是高频管，S3,S4是工频管，图2是正半周期间的理想CRM模式下电感电流、输入电流波形和高频开关管S2的驱动波形，在每个开关周期内，电感电流从零开始线性增加，经恒定导通时间Ton后开始线性下降，当下降到零时开关周期结束。可见，一个开关周期内电感电流IL波形为理想的三角波，IL在工频周期内的平均值(平均电感电流)IL_avg等于理想的输入电流Iin_ideal，其值为电感电流峰值IL_pk的一半：
Figure BDA0004116957840000011
式中，L为电感值，Vin为输入电压，当Ton固定时，输入电流便可以自动跟随输入电压，即实现了功率因数校正功能。
但是在实际电路工作中，电感电流下降到零之后，由于续流管体二极管的反向恢复使得电感电流继续下降，反向恢复结束之后，电感和高频管S1、S2的寄生电容发生谐振，进一步使得电感电流下降，然而这两部分反向电感电流的存在使Ton固定控制下的电感电流IL不再是理想的三角波，从而导致IL_avg无法完美地跟踪正弦变化的Vin，输入电流因此发生畸变。图3是实际工作电路中正半周期间的CRM模式控制下关键信号波形，可以明显看出实际输入电流与理想的输入电流相比发生了明显的畸变，导致输入电流的THD明显增大。因此需要通过其他控制方式抵消这部分负向电流优化THD。
申请号为201610993935.3的中国专利申请(简称现有方法)中提出CRM升压型PFC变换器变化导通时间控制。但现有方法仅仅考虑了电感和开关管寄生电容谐振产生的负向电流，忽略了二极管反向恢复产生的负向电感电流。这是因为该方法是基于有桥Boost PFC电路拓扑提出的，对于有桥Boost目前续流管采用的主要是快恢复二极管或者SiC二极管，其反向恢复很小，基本可以忽略。然而对于基于硅MOSFET的CRM图腾柱PFC电路来说，续流管采用的是硅MOSFET的体二极管，由于硅MOSFET的体二极管反向恢复特性很差，在电感电流下降到零之后续流管仍然会继续导通一段时间，产生负向电感电流。在实际工作电路中，负向电感电流包括续流二极管反向恢复，MOSFET输出结电容与PFC电感谐振两部分，而且随着开关频率的提高，导致负向电感电流在整个开关周期中占很大的一部分，因此原有的不考虑续流管体二极管的反向恢复的THD优化方案在基于硅MOSFET的CRM图腾柱PFC的THD优化是不适用的。
发明内容
针对上述现有技术中存在的缺陷，本发明提出了一种考虑硅MOSFET反向恢复的CRM图腾柱PFC的THD优化方法。
本发明采用以下技术方案：
一种考虑硅MOSFET反向恢复的临界导通模式图腾柱PFC的THD优化方法，该方法通过对导通时间的计算进行优化从而实现图腾柱PFC的THD优化；所述导通时间Ton的计算方法为：
Ton作为开关管导通时间开始进行一个周期运行，一个开关周期的电感电流近似成三角形，故一个开关周期内的平均电感电流IL_avg为：
Figure BDA0004116957840000031
其中，Ippk为正向峰值电流，Inpk为负向峰值电流；输入参考电流为：
Figure BDA0004116957840000032
其中，Po为输出功率，Urms为输入电压有效值，fline为交流输入电压频率，t为时间，Vin为输入电压；
忽略输入滤波电容的影响，令平均电感电流等于输入参考电流，则
IL_avg＝Iin_ref (4)
每个开关周期的正向峰值电流为：
Figure BDA0004116957840000033
其中，L为电感值；
根据谐振状态方程，负向谐振峰值电流为：
Figure BDA0004116957840000034
其中，Vo为输出电压，IR为续流管体二极管的反向恢复结束之后负向电感电流的值，ZL为谐振阻抗；
MOSFET反向恢复结束之后IR的表达式为：
IR＝(a-b·Vin)·Ippk (7)
其中a,b是校准系数，通过实验测量拟合获得；
联立(2)、(3)、(4)、(5)、(6)、(7)可得
Figure BDA0004116957840000035
其中，
Figure BDA0004116957840000041
谐振等效电容Ceq为两个高频管寄生电容之和。
上述技术方案中，进一步地，利用该方法对基于硅MOSFET的CRM图腾柱PFC电路进行优化，所述电路由电感、2个使用硅MOSFET的高频管、2个工频管、输出电容、输入电压采样、输出电压采样、过零检测ZCD电路、数字控制器组成；所述2个使用硅MOSFET的高频管在开关周期内：其中一个使用硅MOSFET的高频管作为开关管，由过零检测ZCD电路决定开通时刻，由计算的导通时间Ton决定关断时刻；另外一个使用硅MOSFET的高频管的体二极管作为续流管；所述电感为Boost升压电感；所述2个工频管的开通状态分别对应输入电压的正负半周；所述输出电容用于输出电压的稳压；所述输入电压采样，用于向所述数字控制器输出图腾柱PFC的输入端的电压；所述输出电压采样，用于向所述数字控制器输出图腾柱PFC的输出端的电压。
本发明还提供一种基于硅MOSFET的CRM图腾柱PFC电路的数字控制实现方法，该方法具体包括如下步骤：
1)数字控制器的ADC转换模块将输入电压采样、输出电压采样模拟量转换为对应的数字量；
2)数字控制器计算单元根据权利要求1所述的方法计算导通时间Ton，Ton的计算公式(7)由两部分组成，第一部分
Figure BDA0004116957840000042
根据输出电压采样的数字量与输出基准参考电压的偏差进行PI闭环计算得到；第二部分/>
Figure BDA0004116957840000043
根据输入电压采样数字量、输出电压采样数字量计算得到；/>
Figure BDA0004116957840000044
谐振等效电容Ceq为两个高频管寄生电容之和；a、b为校准系数值，根据传统的恒定导通控制方式实验测量拟合得到；
3)数字控制器的比较器模块与过零检测ZCD电路的输出进行比较，确定开关管的开通时刻；
4)数字控制器的ePWM模块将计算的导通时间Ton转换为开关管所需的驱动信号。
本发明的有益效果为：
本发明方法充分考虑由MOSFET的体二极管严重的反向恢复产生的反向恢复电流和谐振产生的负向谐振电流这两部分负向电流对输入电流的THD恶化的严重影响，采用开关周期内电感电流三角波平均的方法，重新推导出导通时间的表达式，从导通时间的表达式可以看出通过增加导通时间来抵消由MOSFET的体二极管严重的反向恢复和谐振共同产生的负向电流，极大地改善了输入电流的THD，同时本发明无需额外搭建硬件电路，仅仅需要原有的数字控制器根据推导出的公式实时计算并重新调整导通时间即可实现对THD的优化，大大降低了电路控制复杂程度与成本。
附图说明
图1图腾柱PFC拓扑图；
图2恒定导通时间控制下电感电流理想波形；
图3恒定导通时间控制下电感电流实际波形；
图4开关周期三角波近似关键波形；
图5开关周期三角波近似关键波形；
图6 2Vin<Vo时开关过程波形；
图7 2Vin<Vo时开关过程状态轨迹图；
图8CRM图腾柱PFC的THD优化方案的实现数字控制框图；
图9系数AQR和输入电压Vin的关系(SiHH125N60EF)；
图10数字控制的一次中断的程序流程图；
图11系数AQR和输入电压Vin的关系(IPL60R065C7)；
图12使用现有方法测试波形；
图13使用本发明方案测试波形；
图14使用本发明方案测试波形；
图15使用本发明方案与传统的恒定导通时间控制在不同负载下THD对比。
具体实施方式
在实际基于硅MOSFET的CRM图腾柱PFC电路工作中，电感电流下降到零之后，由于续流管体二极管的反向恢复使得电感电流继续下降，反向恢复结束之后，电感和高频管S1、S2的寄生电容发生谐振，进一步使得电感电流下降，然而这两部分反向电感电流的存在使导通时间Ton固定控制下的电感电流IL不再是理想的三角波，从而导致平均电流Iavg无法完美地跟踪正弦变化的输入电压vin，输入电流因此发生畸变。图3是实际工作电路中正半周期间的CRM模式控制下关键信号波形，可以明显看出实际输入电流与理想的输入电流相比发生了明显的畸变，导致输入电流的THD明显增大。因此本发明提出了一种考虑反向恢复的CRM图腾柱PFC的THD优化方法来抵消这部分负向电流，从而优化输入电流的THD。
图5所示的是一个开关周期内的电感电流、辅助绕组过零检测信号、比较器输出信号以及开关管驱动信号，开关管打开后，电感电流开始以
Figure BDA0004116957840000061
斜率线性增加，经过Ton时间电感电流到达正向峰值Ippk，在这一过程中辅助绕组两端的电压为/>
Figure BDA0004116957840000062
其中n为辅助绕组与电感的匝数比，由于辅助绕组两端电压小于过零检测ZCD阈值电压Vzcd_th，使得比较器输出低电平。电感电流到达正向峰值后开关管关断，续流管的体二极管导通，电感电流开始以
Figure BDA0004116957840000063
斜率线性减小至零，之后由于续流管体二极管的反向恢复作用使得电感电流仍然以
Figure BDA0004116957840000064
斜率下降至IR,在这一过程中辅助绕组两端的电压为/>
Figure BDA0004116957840000065
由于辅助绕组两端电压大于ZCD阈值电压Vzcd_th，使得比较器输出高电平。反向恢复结束之后，电感与开关管、续流管的寄生电容谐振，电感电流谐振至负向峰值Inpk时，此时电感电流斜率为零，辅助绕组两端电压为零，在辅助绕组两端电压由大于ZCD阈值电压Vzcd_th变化至零的过程中，比较器输出由高变化至低，捕捉比较器输出信号的下降沿作为开通开关管的信号，此后数字控制器闭环计算的Ton作为开关管导通的时间开始进行下一个周期运行。基于一个开关周期的电感电流近似成三角形可知，一个开关周期内的平均电流为：
Figure BDA0004116957840000066
为了使得平均电流(输入电流)为正弦，跟随输入电压，期望的平均电流为：
Figure BDA0004116957840000071
忽略比较器以及数字控制器动作延迟Tdealy，则每个开关周期的正向峰值电流为：
Figure BDA0004116957840000072
根据图7开关过程状态轨迹可知，在任何输入下，负向谐振峰值电流为：
Figure BDA0004116957840000073
其中IR为续流管体二极管的反向恢复结束之后电感电流的值，
由于MOSFET的体二极管是PiN二极管，根据Dr.Baliga提出的PiN二极管反向恢复的斜坡恢复过程模型，可以得到反向恢复结束之后IR的表达式为：
IR＝(a-b·Vin)·Ippk (13)
其中a,b是校准系数，通过实验测量拟合获得。
联立(7)、(8)、(9)、(10)、(11)可得
Figure BDA0004116957840000074
(12)式中谐振阻抗：
Figure BDA0004116957840000075
谐振等效电容Ceq为两个高频管寄生电容之和。
从(12)式的Ton表达式可以看出，
Figure BDA0004116957840000076
本质上是理想情况下稳态负载所需的导通时间，/>
Figure BDA0004116957840000077
是抵消由于续流管体二极管的反向恢复的负向电流所需的导通时间以及电感与开关管、续流管的寄生电容谐振产生的负向电流所需的导通时间。
下面通过一个具体实例来说明本发明提出的考虑反向恢复的CRM图腾柱PFC的THD优化公式的可行性。电感值L为68uH，四个MOSFET均选择型号为SiHH125N60EF，该型号的MOSFET的寄生电容大约为351pF。通过实验测量拟合(如图9所示)型号为SiHH125N60EF的MOSFET的反向恢复电流与输入电压、正向峰值电流的关系式近似为：
IR＝(a-b·Vin)·Ippk＝(0.305-0.0008·Vin)·Ippk，
其中a＝0.305,b＝0.0008
带入以上数据可得
Figure BDA0004116957840000081
图8所示的是具体CRM图腾柱PFC的THD优化方案的实现数字控制框图，辅助绕柱ZCD电路得到的电感电流过零信号与数字控制器内部比较器进行比较，捕捉比较器输出信号的下降沿作为ePWM模块计数器清零的信号，即开通开关管的信号。输入电压和母线电压采样送入数字控制器的ADC采样模块，用母线电压的采样值进行PI的闭环运算，用输入电压和母线电压采样根据此公式
Figure BDA0004116957840000082
进行负向电流补偿计算。PI闭环得到的值和负向电流补偿计算的值相加便得到了最终的Ton，赋值给数字控制器的ePWM模块，从而控制主开关管的开通时间。图10是CRM图腾柱PFC的THD优化方案的实现数字控制的一次中断的程序流程图。
为了验证该方法的合理性，同样实验测量拟合(如图11所示)型号为IPL60R065C7的MOSFET的反向恢复电流与输入电压、正向峰值电流的关系式近似为：
IR＝(a-b·Vin)·Ippk＝(0.72-0.0016·Vin)·Ippk
其中a＝0.72,b＝0.0016。
通过以上两种型号的MOSFET的数据手册可知，型号为IPL60R065C7的MOSFET的反向恢复特性明显差于型号为SiHH125N60EF的MOSFET的反向恢复特性，因此在同样输入电压以及正向峰值电流条件下，反向恢复电流更大，对于本发明推导的补偿优化公式而言，反向恢复特性差的MOSFET补偿所需的Ton更大，与实际情况相符合。因此本发明推导的补偿优化公式是合理的。
本发明考虑了续流管的体二极管的反向恢复引起的负向电流的CRM图腾柱PFC的THD优化。为此我们进行相关实验对比验证，电感值L为68uH，四个MOSFET均选择型号为SiHH125N60EF，图12是使用现有方法测试的波形，测试条件是交流输入220V，工频50Hz，负载300W。可以看出在输入电压过零点附近输入电流仍然有明显畸变，此时功率因数PF值为0.97，THD为14％。而图13、图14是本发明实施的测试波形，测试条件全部相同，可以看出输入电流的畸变已经基本消除，此时PF值为0.992，THD为4.03％。对于基于硅MOSFET的CRM图腾柱PFC来说，本发明提出的一种考虑反向恢复的CRM图腾柱PFC的THD优化方法的效果十分明显。
图15是在220V交流输入，不同负载对于使用本发明的THD优化方案和传统的恒定导通时间控制方案的THD对比，可以看出在全负载范围内，本发明的THD优化方案的效果都是明显好于传统的恒定导通时间控制方案。

Claims (3)

1.一种考虑硅MOSFET反向恢复的临界导通模式(CRM)图腾柱PFC的THD优化方法，其特征在于，该方法通过对导通时间进行优化从而实现图腾柱PFC的THD优化；所述导通时间Ton的计算方法为：
Ton作为开关管导通时间开始进行一个周期运行，一个开关周期的电感电流近似成三角形，故一个开关周期内的平均电感电流IL_avg为：
Figure FDA0004116957830000011
其中，Ippk为正向峰值电流，Inpk为负向峰值电流；
输入参考电流为：
Figure FDA0004116957830000012
其中，Po为输出功率，Urms为输入电压有效值，fline为交流输入电压频率，t为时间，Vin为输入电压；
忽略输入滤波电容的影响，令平均电感电流等于输入参考电流，则
IL_avg＝Iin_ref (3)
每个开关周期的正向峰值电流为：
Figure FDA0004116957830000013
其中，L为电感值；
根据谐振状态方程，负向谐振峰值电流为：
Figure FDA0004116957830000014
其中，Vo为输出电压，IR为续流管体二极管的反向恢复结束之后负向电感电流的值，ZL为谐振阻抗；
MOSFET反向恢复结束之后IR的表达式为：
IR＝(a-b·Vin)·Ippk (6)
其中a,b是校准系数，通过实验测量拟合获得；
联立(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)可得
Figure FDA0004116957830000021
其中，
Figure FDA0004116957830000022
谐振等效电容Ceq为两个高频管寄生电容之和。
2.根据权利要求1所述的一种考虑硅MOSFET反向恢复的临界导通模式图腾柱PFC的THD优化方法，其特征在于，利用所述方法对基于硅MOSFET的CRM图腾柱PFC电路进行优化，所述电路的拓扑结构为：所述电路由电感、2个使用硅MOSFET的高频管、2个工频管、输出电容、输入电压采样、输出电压采样、过零检测ZCD电路、数字控制器组成；
所述2个使用硅MOSFET的高频管在开关周期内：其中一个使用硅MOSFET的高频管作为开关管，由过零检测ZCD电路决定开通时刻，由计算的导通时间Ton决定关断时刻；另外一个使用硅MOSFET的高频管的体二极管作为续流管；
所述电感为Boost升压电感；所述2个工频管的开通状态分别对应输入电压的正负半周；所述输出电容用于输出电压的稳压；
所述输入电压采样，用于向所述数字控制器输出图腾柱PFC的输入端的电压；所述输出电压采样，用于向所述数字控制器输出图腾柱PFC的输出端的电压。
3.一种基于硅MOSFET的CRM图腾柱PFC电路的数字控制实现方法，其特征在于，包括如下步骤：
1)数字控制器的ADC转换模块将输入电压采样、输出电压采样模拟量转换为对应的数字量；
2)数字控制器计算单元根据权利要求1所述的方法计算导通时间Ton，Ton的计算公式(7)由两部分组成，第一部分
Figure FDA0004116957830000023
根据输出电压采样的数字量与输出基准参考电压的偏差进行PI闭环计算得到；第二部分/>
Figure FDA0004116957830000024
根据输入电压采样数字量、输出电压采样数字量计算得到；/>
Figure FDA0004116957830000025
谐振等效电容Ceq为两个高频管寄生电容之和；a、b为校准系数值，根据传统的恒定导通控制方式实验测量拟合得到；
3)数字控制器的比较器模块与过零检测ZCD电路的输出进行比较，确定开关管的开通时刻；
4)数字控制器的ePWM模块将计算的导通时间Ton转换为开关管所需的驱动信号。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN118137819A (zh) * 2024-05-07 2024-06-04 西安麦格米特电气有限公司 一种不连续导通模式下的pfc控制方法、装置及系统

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