CN116232082A - 一种极简多功能变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种极简多功能变换器，涉及电源适配器的技术领域，包括：输入单元，势能变换单元，VCC电容，控制电路，输出单元，整流二极管，其中，势能变换单元为电感或变压器，势能变换单元为变压器时至少包括初级绕组和次级绕组，控制电路包括：第一开关管，第二开关管，第一二极管，第二二极管和控制器；若第一开关管为MOS管或氮化镓开关管，且，第一开关管为耗尽型开关管，则在第二开关管关闭后，第一开关管在未达到负压阀值关闭前，负压为第三环路供电，解决了现有的电源适配器由于MOS和氮化镓的关闭速度快无法实现关闭时为VCC自供电的技术问题。
Description
技术领域
本发明涉及电源适配器的技术领域，尤其是涉及一种极简多功能变换器。
背景技术
现数码产品多样化、每个数码产品需要适配器，各适配器不兼容造成了浪费和环境的污染，逐步统一数码产品充电器，逐步统一为PD充电器，但是为满足不同产品电压、电流需求，PD需要实现不同电压和电流的输出，传统的PD电源采用辅助绕组反激供电或者输入正激供电，当采用辅助反激供电时候，输出电压3-21V变化时候，VCC需要7倍电压，当满足最低开启电压8V时候，则21V时候需要56V以上耐压；采用辅助绕组反激供电时候会受输入电压的变化而变化加上峰值芯片实际电压要80V以上。且辅助供电不仅占用体积，增加芯片耐压成本还会影响EMI效果，需要一种新的供电方式进行改善。而传统的自供电只能采用三级管的延迟关闭期间给VCC供电，平时无法供电，而MOS和氮化镓由于关闭速度快无法实现关闭时候给VCC自供电。
针对上述问题，还未提出有效的解决方案。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种极简多功能变换器，以缓解了现有的电源适配器由于MOS和氮化镓的关闭速度快无法实现关闭时为VCC自供电的技术问题。
第一方面，本发明实施例提供了一种极简多功能变换器，包括：输入单元，势能变换单元，VCC电容，控制电路，输出单元，整流二极管，其中，所述势能变换单元为电感或变压器，所述势能变换单元为变压器时至少包括初级绕组和次级绕组，所述控制电路包括：第一开关管，第二开关管，第一二极管和控制器；所述势能变换单元与所述输入单元电连接形成第一环路，所述次级绕组、整流二极管和输出单元形成第二环路，所述输入单元、所述势能变换单元和所述VCC电容电连接形成第三环路；所述控制电路用于控制所述第一环路、所述第二环路和所述第三环路的导通或关闭；若所述第一开关管为MOS管或氮化镓开关管，且，所述第一开关管为耗尽型开关管，则在所述第二开关管关闭后，所述第一开关管在未达到负压阀值关闭前，负压为所述第三环路供电。
进一步的，所述输出单元包括至少一路输出包括，其中，所述至少一路输出包括：一个电容，或，一个电容与一个反向二极管串联，或，一个电容串联一个反向二极管和一个开关管依此串联，或，一个电容上串或两个方向相反开关管，或，一个电容上串联一个双向不导通的开关管，或，一个电阻，或，开关管，或，一个电感，或，一个LED灯。
进一步的，所述极简多功能变换器还包括：第三开关管，其中，所述第三开关管分别与所述控制器、所述第一二极管和所述VCC电容相连接；在所述第一开关管为所述第三环路完成供电之后所述第三开关管关闭，以实现低功耗VCC供电方式。
进一步的，所述极简多功能变换器的信号反馈至少包括：电压信号反馈和电流信号反馈，所述电压信号反馈包括：初级反馈和/或次级反馈，所述电流信号反馈采用峰值电流反馈，其中，所述峰值电流反馈包括以下至少一种：将第二开关管作为电流镜进行电流反馈，利用第一环路的导通时间计算电流反馈，在所述第一环路外设置电阻RCS检测，利用所述第二开关管的压降反算电流反馈，利用所述第一开关管和所述第二开关管的压降反算电流反馈。
进一步的，所述初级反馈的时间选择采用以下任意一种方式：按照本周期退磁时间固定时间点检测次级电压；按照上一退磁时间来确定本周期退磁时间检测点；按照本周期漏感谐振之后捕捉最高电压作为检测电压；按照时间段内多周期的最高和最低判断反馈。
进一步的，所述控制器还包括：RCV反馈点，用于对所述极简多功能变换器的电流进行匹配设置。
进一步的，所述控制器还包括：RCF切换点，用于对所述极简多功能变换器的恒流和恒功率进行切换。
进一步的，所述控制器还包括：CCM切换点，用于根据断开、连接不同位置或电阻或电容设置连续深度。
进一步的，所述控制器根据所述极简多功能变换器的功能需求进行脚位合并或者复用脚位，且所述复用脚位通过与不同电阻或不同电容相连接，实现不同的功能。
进一步的，所述极简多功能变换器的QR模式包括：在所述变压器采用原边反馈时，通过所述控制器的FB脚检测所述第一开关管的谐振状态；在所述变压器采用副边反馈时，所述第一开关管D极与所述变压器的初级绕组相连接，以使所述变压器初级绕组谐振时通过DS极结电容耦合到所述第一开关管S极，在退磁完成后所述第一开关管S极震荡，实现所述第一开关管在谐振期间的谷底导通。
进一步的，将所述极简多功能变换器应用于单级PFC输出。
在本发明实施例中，通过输入单元，势能变换单元，VCC电容，控制电路，输出单元，整流二极管，其中，所述势能变换单元为电感或变压器，所述势能变换单元为变压器时至少包括初级绕组和次级绕组，所述控制器包括：第一开关管，第二开关管，第一二极管和控制器；所述势能变换单元与所述输入单元电连接形成第一环路，所述次级绕组、整流二极管和输出单元形成第二环路，所述输入单元、所述势能变换单元和所述VCC电容电连接形成第三环路；所述控制器用于控制所述第一环路、所述第二环路和所述第三环路的导通或关闭；若所述第一开关管为MOS管或氮化镓开关管，且，所述第一开关管为耗尽型开关管，则在所述第二开关管关闭后，所述第一开关管在未达到负压阀值关闭前，负压为所述第三环路供电，达到了利用MOS和氮化镓为VCC自供电的目的，进而解决了现有的电源适配器由于MOS和氮化镓的关闭速度快无法实现关闭时为VCC自供电的技术问题，从而实现了电源适配器随时供电的技术效果。
本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种极简多功能变换器的示意图；
图2为本发明实施例提供的低功耗VCC供电原理图；
图3为本发明实施例提供的低功耗VCC供电控制图；
图4为本发明实施例提供的初级反馈或电流镜限流原理图；
图5为本发明实施例提供的双绕组合封原理图；
图6为本发明实施例提供的双绕组共地差分反馈原理图；
图7为本发明实施例提供的副边反馈或第二开关管降压反馈原理图；
图8为本发明实施例提供的外置限流电阻原理图；
图9为本发明实施例提供的第一开关管和第二开关管降压检测Ipk电流原理图；
图10为本发明实施例提供的电流调整原理图；
图11为本发明实施例提供的恒流恒功率切换脚原理图；
图12为本发明实施例提供的断续和切换功能切换原理图；
图13为本发明实施例提供的另一种极简多功能变换器的示意图；
图14为本发明实施例提供的传统和捕捉最高电压检测的区别示意图；
图15为本发明实施例提供的无外置脚谷底导通检测信号示意图；
图16为本发明实施例提供的VCC触发保护波形的示意图；
图17为本发明实施例提供的单级PFC的示意图；
图18为本发明实施例提供的削峰填谷波形示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一：
根据本发明实施例，提供了一种极简多功能变换器的实施例，图1极简多功能变换器包括：输入单元，势能变换单元，VCC电容，控制器，输出单元和整流二极管，其中，所述势能变换单元为电感或变压器，所述势能变换单元为变压器时至少包括初级绕组和次级绕组，所述控制器包括：第一开关管，第二开关管，第一二极管和控制器；
所述势能变换单元与所述输入单元电连接形成第一环路，所述次级绕组、整流二极管和输出单元形成第二环路，所述输入单元、所述势能变换单元和所述VCC电容电连接形成第三环路；
所述控制器用于控制所述第一环路、所述第二环路和所述第三环路的导通或关闭；
若所述第一开关管为MOS管或氮化镓开关管，且，所述第一开关管为耗尽型开关管，则在所述第二开关管关闭后，所述第一开关管在未达到负压阀值关闭前，负压为所述第三环路供电。
如图1所示，上述控制电路中各个元件的连接方式为：第一二极管分别与第一开关管、第二开关管和VCC电容相连接，第一开关管分别与第二开关管和初级绕组相连接，第二开关管与控制器相连接。
另外，控制电路中各个元件的连接方式还可以为第二开关管分别与第一二极管、控制器和第一开关管相连接，第一开关管分别与控制器和初级绕组相连接，第一二极管与控制器和VCC电容相连接。
如图1所示，VCC为所述VCC电容，K1为所述第一开关管，K2为所述第二开关管，T1为所述势能变换单元，NP为初级绕组，NS为次级绕组，D1为所述整流二极管，DV为所述第一二极管，D3为所述第二二极管。
在本发明实施例中，当第一开关管和第二开关管为三极管时候关闭时间长，通过关闭延迟自动升压给VCC供电；当第一开关管K1为MOS管和氮化镓等新型开关管，结电容小关闭速度快无法实现通过延迟关闭自供电时，将第一开关管K1采用耗尽型开关管，当第二开关管K2关闭后，K1关管需要达到负压阀值才能关闭，利用第一开关管K1未关闭期间负压给VCC供电。
在本发明实施例中，通过输入单元，势能变换单元，VCC电容，控制电路，输出单元，整流二极管，其中，所述势能变换单元为电感或变压器，所述势能变换单元为变压器时至少包括初级绕组和次级绕组，所述控制电路包括：第一开关管，第二开关管，第一二极管，第二二极管和控制器；所述势能变换单元与所述输入单元电连接形成第一环路，所述次级绕组、整流二极管和输出单元形成第二环路，所述输入单元、所述势能变换单元和所述VCC电容电连接形成第三环路；所述控制电路用于控制所述第一环路、所述第二环路和所述第三环路的导通或关闭；若所述第一开关管为MOS管或氮化镓开关管，且，所述第一开关管为耗尽型开关管，则在所述第二开关管关闭后，所述第一开关管在未达到负压阀值关闭前，负压为所述第三环路供电，达到了利用MOS和氮化镓为VCC自供电的目的，进而解决了现有的电源适配器由于MOS和氮化镓的关闭速度快无法实现关闭时为VCC自供电的技术问题，从而实现了电源适配器随时供电的技术效果。
在本发明实施例中，所述输出单元包括至少一路输出包括，其中，所述至少一路输出包括：一个电容，或，一个电容与一个反向二极管串联，或，一个电容串联一个反向二极管和一个开关管依此串联，或，一个电容上串或两个方向相反开关管，或，一个电容上串联一个双向不导通的开关管。
在本发明实施例中，如图2所示，所述极简多功能变换器还包括：第三开关管，其中，所述第三开关管分别与所述控制器、所述第一二极管和所述VCC电容相连接；
在所述第一开关管为所述第三环路完成供电之后所述第三开关管关闭，以实现低功耗VCC供电方式。
VCC供电环路增加一开关管K3以控制VCC环路（即，第三环路）能量，当采用耗尽型开关给VCC供电时候，输入电压-VCC压差能量损失在第一开关管K1上，采用在VCC供电环路上加第三开关管K3，当供电完成后关闭，从而实现低功耗VCC供电方式，如图3所示。
在本发明实施例中，所述极简多功能变换器的信号反馈至少包括：电压信号反馈和电流信号反馈，所述电压信号反馈包括：初级反馈和/或次级反馈，所述电流信号反馈采用峰值电流反馈，其中，所述峰值电流反馈包括以下至少一种：将第二开关管作为电流镜进行电流反馈，利用第一环路的导通时间计算电流反馈，在所述第一环路外设置电阻RCS检测，利用所述第二开关管的压降反算电流反馈，利用所述第一开关管和所述第二开关管的压降反算电流反馈。
如图4所示，图4为初级反馈由势能变化单元的初级绕组或辅助绕组R1、R2分压形成的互感电压FB作为电压信号反馈时极简多功能变换器的示意图，其中，电阻R1和R2分别与控制器的FB脚和辅助绕组相连接，且电阻R1与电阻R2相连接。
如图5所示，图5为初级反馈为浮地检测时极简多功能变换器的示意图，其中，电阻R1分别与控制器的FB脚和初级绕组相连接。
如图6所示，图6为初级反馈为双压差分反馈时极简多功能变换器的示意图，能够实现共地以改善EMI，其中，电阻R1和电阻R2与控制器的FB脚相连接，且电阻R1分别与电阻R2和初级绕组相连接，电阻R1A和电阻R2A控制器的FB3脚相连接。
如图7所示，图7为次级反馈为初次级之间的光耦U2进行反馈次级信号反馈时极简多功能变换器的示意图，其中，光耦U2分别与控制器的FB1脚和第一开关管相连接。
如图4-7所示，所述图4-7为所示的极简多功能变换器均可以采用将第二开关管作为电流镜进行电流反馈的峰值电流反馈形式。
在本发明实施例中，将第二开关管作为电流镜进行电流反馈的峰值电流反馈形式可以节省限流电阻。
如图4-7所示，图4-7为所示的极简多功能变换器均可以采用利用第一环路的导通时间计算电流反馈的峰值电流反馈形式。
需要说明的是采用利用第一环路的导通时间计算电流反馈的计算过程为：按照△I=V*△T/L来推算环路中的IPK电流，△I为IPK电流，V为输入电压，△T为所述控制单元的导通时间，L为势能变换单元的自感系数。
如图8所示，在极简多功能变换器的峰值电流反馈形式为在所述第一环路外设置电阻RCS检测时的示意图，其中，电阻R3分别与控制器的RCS脚和辅助绕组相连接，电阻R1分别与辅助绕组和控制器的FB脚相连接。
如图4-8所示，图4-8为所示的极简多功能变换器均可以利用所述第二开关管的压降反算电流反馈的峰值电流反馈形式。
利用所述第二开关管的压降反算电流反馈时用开关内阻顶替了外置电阻R3，和外置电阻比省去了外置电阻，使得效率更高。
如图9所示，在极简多功能变换器的峰值电流反馈形式为利用所述第一开关管和所述第二开关管的压降反算电流反馈时的示意图，其中，电阻R4分别与第一开关管和控制器相连接，电阻R1分别与辅助绕组和控制器的FB脚相连接。
在本发明实施例中，所述初级反馈的时间选择采用以下任意一种方式：按照本周期退磁时间固定时间点检测次级电压；按照上一退磁时间来确定本周期退磁时间检测点；按照本周期漏感谐振之后捕捉最高电压作为检测电压；按照时间段内多周期的最高和最低判断反馈。
按照时间段内多周期的最高和最低判断反馈用在单级PFC初级控制上，即在高PFC中采用固定导通时间向次级传递能量，输出的是波动能量，采用一个π周期里比较次级电压作为反馈。
在本发明实施例中，如图10所示，所述控制器还包括：
RCV反馈点，用于对所述极简多功能变换器的电流进行匹配设置。
如图10所示，RCV为所述RCV反馈点。
在本发明实施例中，采用电流镜、K2压降、K1+K2压降来固定控制器和峰值电流后，阻不能更改，变压器的参数又不同，电流和功率不匹配，每次需要调整芯片参数，费用大，通用性差，本技术在芯片上预留一个电流调整点RCV，这个RCV反馈点不走电流，只是一个电流采样信号判断采样点，RCV至少采用以下一种连接：开路、接地、连接电阻或者电容、或者合并到其引脚公用脚位。
其原理在于采用△I=V*△T/L来推算峰值电流、K1和K2压降推算峰值电流或者电流镜控制峰值电流时候，不像用外置电阻R2来控制峰值电流，其他电流是内置的，每次调整需要重新改版芯片，采用一个外置电阻RCV进行调整峰值电流，这个RCV不走第一环路电流，只是个信号源，当RCV开路、短路时候设置最小或最大峰值电流，根据RCV电阻大小在最小和最大电流中选择一对应峰值电流。RCV除了单独引脚调整电流外，也可以合并到FB脚，按照R1和R2的同比放大或者减少，使得FB脚电压不同从而改变峰值电流大小。
在本发明实施例中，如图11所示，所述控制器还包括：
RCF切换点，用于对所述极简多功能变换器的恒流和恒功率进行切换。
如图11所示，RCF为所述RCV反馈点。
在本发明实施例中，在控制器中增加恒流恒功率切换连接点RCF，RCF至少采用以下一种连接：开路、接地、连接电阻或者电容、或者合并到其引脚公用脚位，根据连接位置定义相应恒流、恒功率切换点。
由于目前市场芯片只能做到恒流和恒功率其中一种；这会导致只用恒流时候，比如系统只能做50W，当采用恒流模式5V5A输出没问题，但是20V也5A输出会达到100W，会导致主控和变压器烧坏；而采用恒功率模式20V时候2.5A没问题，但是5V时候会达到10A输出，会导致次级整流烧坏；
为解决这个问题采用恒流加恒功率双限制方式：即系统先通过调整RCV来限制最大IPK电流输出，然后再调RCF电阻来限制最大功率输出，其根据能量输出=0.5*Ipk*Ipk*L*F（其中Ipk为峰值电流，L为势能变换器的电感量，F为频率）原理控制如下：RCV调整限制了Ipk最大电流，在控制过程中按照退磁时间=谐振+导通时间，使得电压调整时候保障输出电流是恒定的，然后通过调整RCF来调整最高频率F，限制了最高峰值电流Ipk和最高频率F后，由于变压器电感L是固定的，因此输出功率就可以恒定，从而有效地保护同步和系统安全性，使得各元件作用最大化的使用。
RCF切换点除了单独引脚外也同样可以合并到FB脚或者RCV脚，针对RCV切换点本身调整的电流就确定了峰值电流，峰值电流确定则恒流确定，从而正相关影响了恒流恒功率的切换点，即RCV匹配电流越大，则输出恒功率切换电压点越高。
在本发明实施例中，如图12所示，所述控制器还包括：
CCM切换点，用于根据断开、连接不同位置或电阻或电容设置连续深度。
如图12所示，CCM为CCM切换点。
在本发明实施例中，由于当前的变换器通常只能支持及连续和临界模式其中一种模式，其根据能量输出=0.5*Ipk*Ipk*L*F，当采用连接模式时候根据△I（等同于Ipk）=V*△T/L输入电压V电压低的时候导通时间长，导致整系统F频率降低，于是输出功率降低；若采用连续模式，由于目前市场同步没有一颗是能安全的，因此存在风险。为了根据需要调整工作模式，因此选择不同模式来满足不同的需求。
在本发明实施例中，如图13所示，所述控制器根据所述极简多功能变换器的功能需求进行脚位合并或者复用脚位，且所述复用脚位通过与不同电阻或不同电容相连接，实现不同的功能。
在本发明实施例中，控制器各功能是可选的，各功能脚开路、对地短路或者连接不同电阻电容设置对用功能，根据功能需求可以进行脚位合并或者复用脚位，复合脚位加不同电阻或者电容代表不同功能，组合选择不同功能的集成到控制器中，控制器和开关管独立或者合封到固定框架上以节省外围，从而得到对应的合封模块。
例如，控制器FB和FB1反馈功能脚的合并，由于FB脚属于PSR架构原边反馈属于正反馈和FB1属于SSR架构副边反馈属于负反馈，无法共用脚，可采用以下一种方式进行共用脚位：一种是先判断再选择反馈方式；另一种是两个反馈同时进行采用，在退磁T1期间采用PSR波形，在谐振、空闲和导通期间T2采用SSR波形，如图14所示。
第一种方法：先做一次或者几次导通，抓共用脚波形，若有抓到变压器波形则按照PSR反馈，没有变压器波形则按照SSR模式反馈。
第二种直接按照SSR模式给共用脚提供电压，若为PSR模式，则共脚对地有电阻R2，于是会泄放降压，据此判断选择反馈模式。
第三种为同时连接模式，即连接了变压器反馈，又连接了次级光耦，则采用谐振过零对比检测，或者基准电压对比检测：在退磁T1期间采用PSR反馈，T2期间若没有SSR基准信号，PSR的谐振波形通常为过零对称震荡完成会归零，导通期间归零或者负值；若有SSR信号，则T2谐振、空闲和导通期间反馈波形会往上偏移，于是通过谐振过零对比或者基准电压对比来抓取次级信号。
在本发明实施例中，所述极简多功能变换器的QR模式包括：在所述变压器采用原边反馈时，通过所述控制器的FB脚检测所述第一开关管的谐振状态；在所述变压器采用副边反馈时，所述第一开关管D极与所述变压器的初级绕组相连接，以使所述变压器初级绕组谐振时通过DS极结电容耦合到所述第一开关管S极，在退磁完成后所述第一开关管S极震荡，实现所述第一开关管在谐振期间的谷底导通。
如图15所示，极简多功能变换器的QR模式的选择，反激开关属于硬开关，开关管的损耗=结电容损耗+开关损耗+导通损耗，其中结电容损耗能量为：P=0.5*C*V*V*F其中C为结电容、V为电压、F为频率，因此结电容损耗P和电压的平方正相关，采用在谐振期间的谷底导通可以有效降低结电容损耗，当变压器有分压反馈时候可以通过原边反馈FB脚进行检测；当检测模式只采用副边反馈时候，由于绕组波形没有信号反馈，因此无法得知K1管何时进入谐振谷底，在本架构中K1开关管D极和变压器初级绕组连接，变压器初级绕组谐振时通过DS极结电容耦合到S极，传统架构在S极对地接了极小电阻，通常1欧姆以内，其谐振电压不明显通常不到20mv，本技术采用自供电时候，在退磁完成后属于属于挂空状态，S极形成震荡，根据其震荡的波形实现谷底导通有效减少了外围脚和元件。对震荡波形直接捕捉反馈，或者用电阻分压进行反馈，或者内置集成小电容，利用电容电压不能突变原理进行电容信号反馈。
在本发明实施例中，设置有异常保护设置，特别信号反馈开环设置，传统变换器是辅助供电，当次级开环后，由于有VCC电容电压钳位，会形成一重保护，本技术中采用自供电，无法利用VCC电压保护，本技术采用但不仅仅采用以下一种或者多种方法进行保护：将反馈绕组和次级匝比降低，和传统一样连接VCC，由于匝比电压通常低于VCC工作电压，因此正常工作时候VCC电压＞辅助绕组电压，VCC还是属于自供电，当开环后，绕组电压异常升高并自动进入VCC，VCC电压过高后触发过压保护，如图16所示，原边反馈FB脚由传统的固定时间点检测，调整为触发式检测，以便开环时候可以抓到异常升高的电压时候出发保护；原边反馈PSR和副边反馈SSR架构在多个开关周期后期按照其波形变化情况判断进行保护。
在本发明实施例中，将所述极简多功能变换器应用于单级PFC输出。
单级PFC的结构如图17所示。
具体的应用方法如下：
第一种方法是直接作为单级PFC变换器使用，这样输出会有波动电压电流；第二方法是将EC2电容作为PFC削峰填谷电容，在此基础上进行再次升降压，使得输出去纹波如图18所示；第三种方法是在方法二的基础上结合多路输出变换器，形成低纹波，单电感多路输出单级PFC：在输入正弦波高峰期间初级第一环路关闭后，根据正弦波的角度将变压器分配输出单元其中一路输出或者多路输出，关闭输出单元后将多余能量存入EC2电容。
随着生活节奏的加快的不仅要求充电快，而且体积小，因此需要更高频率的控制器来提升功率密度，氮化镓可以有效提升频率，但是驱动脆弱容易造成不良，本发明实施例中采用一种新的供电和驱动方式，电压稳定保证了其稳定性。
传统的电流检测采用外置电阻的压降来检测，不仅占用体积，通常需要0.5-1V的基准电压检测峰值电流，当输出功率达到100W时候，按照P=IV低压功耗达0.5W，到导致损耗大，而普通电流镜检测又不能外置调整电流。本发明实施例中采用电流检测技术，功耗可以减少2/3以上，而且还可以实现电流可调整。
随着数码产品的普及，一家通常有多个数码产品。单单手机一家就有多个，当需手机用快充需要不同电压时候，就需要多个产品，而采用多路输出时候用一个变压器时候，FB脚电压是变化的，而导致传统的FB脚电压反馈电压是固定点检测，无法抓到实际输出总的输出电压信号，从而无法实现一个变换器同时给不同的产品供电。
传统电压只能实现恒流输出、恒压输出、恒功率、连续模式、断续模式、临界模式输出其中一种，本发明实施例中通过功能脚定义实现一种或者多种工作模式的既保护了元件，又能将元件利用到最大化。
当适配器高于75W时候，需要做高功率因数PFC，传统的需要先PFC升压，然后再降压，且只有一路输出，若要同时多路快充需要在次级再次DC to DC转换，即占位置又效率低。
将本发明实施例中的极简多功能变换器应用至单级PFC，可以节省空间并提升效率。
另外，在本发明实施例的描述中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，又例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些通信接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
最后应说明的是：以上所述实施例，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，本发明的保护范围并不局限于此，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改或可轻易想到变化，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改、变化或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。
Claims (11)
1.一种极简多功能变换器，其特征在于，包括：输入单元，势能变换单元，VCC电容，控制电路，输出单元，整流二极管，其中，所述势能变换单元为电感或变压器，所述势能变换单元为变压器时至少包括初级绕组和次级绕组，所述控制电路包括：第一开关管，第二开关管，第一二极管和控制器；
所述势能变换单元与所述输入单元电连接形成第一环路，所述次级绕组、整流二极管和输出单元形成第二环路，所述输入单元、所述势能变换单元和所述VCC电容电连接形成第三环路；
所述控制电路用于控制所述第一环路、所述第二环路和所述第三环路的导通或关闭；
若所述第一开关管为MOS管或氮化镓开关管，且，所述第一开关管为耗尽型开关管，则在所述第二开关管关闭后，所述第一开关管在未达到负压阀值关闭前，负压为所述第三环路供电。
2.根据权利要求1所述的极简多功能变换器，其特征在于，
所述输出单元包括至少一路输出包括，其中，所述至少一路输出包括：一个电容，或，一个电容与一个反向二极管串联，或，一个电容串联一个反向二极管和一个开关管依此串联，或，一个电容上串或两个方向相反开关管，或，一个电容上串联一个双向不导通的开关管，或，一个电阻，或，开关管，或，一个电感，或，一个LED灯。
3.根据权利要求1所述的极简多功能变换器，其特征在于，所述极简多功能变换器还包括：第三开关管，其中，所述第三开关管分别与所述控制器、所述第一二极管和所述VCC电容相连接；
在所述第一开关管为所述第三环路完成供电之后所述第三开关管关闭，以实现低功耗VCC供电方式。
4.根据权利要求1所述的极简多功能变换器，其特征在于，所述极简多功能变换器的信号反馈至少包括：电压信号反馈和电流信号反馈，所述电压信号反馈包括：初级反馈和/或次级反馈，所述电流信号反馈采用峰值电流反馈，其中，所述峰值电流反馈包括以下至少一种：将第二开关管作为电流镜进行电流反馈，利用第一环路的导通时间计算电流反馈，在所述第一环路外设置电阻RCS检测，利用所述第二开关管的压降反算电流反馈，利用所述第一开关管和所述第二开关管的压降反算电流反馈。
5.根据权利要求4所述的极简多功能变换器，其特征在于，所述初级反馈的时间选择采用以下任意一种方式：按照本周期退磁时间固定时间点检测次级电压；按照上一退磁时间来确定本周期退磁时间检测点；按照本周期漏感谐振之后捕捉最高电压作为检测电压；按照时间段内多周期的最高和最低判断反馈。
6.根据权利要求1所述的极简多功能变换器，其特征在于，所述控制器还包括：
RCV反馈点，用于对所述极简多功能变换器的电流进行匹配设置。
7.根据权利要求1所述的极简多功能变换器，其特征在于，所述控制器还包括：
RCF切换点，用于对所述极简多功能变换器的恒流和恒功率进行切换。
8.根据权利要求1所述的极简多功能变换器，其特征在于，所述控制器还包括：
CCM切换点，用于根据断开、连接不同位置或电阻或电容设置连续深度。
9.根据权利要求3至8所述的任一极简多功能变换器，其特征在于，
所述控制器根据所述极简多功能变换器的功能需求进行脚位合并或者复用脚位，且所述复用脚位通过与不同电阻或不同电容相连接，实现不同的功能。
10.根据权利要求1-9所述的任一极简多功能变换器，其特征在于，所述极简多功能变换器的QR模式包括：
在所述变压器采用原边反馈时，通过所述控制器的FB脚检测所述第一开关管的谐振状态；
在所述变压器采用副边反馈时，所述第一开关管D极与所述变压器的初级绕组相连接，以使所述变压器的初级绕组谐振时通过DS极结电容耦合到所述第一开关管S极，在退磁完成后所述第一开关管S极震荡，实现所述第一开关管在谐振期间的谷底导通。
11.根据权利要求1至10所述的任一极简多功能变换器，其特征在于，将所述极简多功能变换器应用于单级PFC输出。
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