CN116192066A - 一种音频放大器、电源抑制比修正方法、芯片及电子设备 - Google Patents

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CN116192066A CN202310202561.9A CN202310202561A CN116192066A CN 116192066 A CN116192066 A CN 116192066A CN 202310202561 A CN202310202561 A CN 202310202561A CN 116192066 A CN116192066 A CN 116192066A
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Abstract

本申请涉及集成电路技术领域，公开了一种音频放大器、电源抑制比修正方法、芯片及电子设备。该音频放大器包括：逻辑电路、第一环路、第二环路、第一修调电路和第二修调电路，逻辑电路分别和第一修调电路以及第二修调电路连接；第一环路包括第一反馈电阻，第二环路包括第二反馈电阻；第一修调电路的第一端连接第一反馈电阻，第一修调电路的第二端接地，第二修调电路的第一端连接第二反馈电阻，第一修调电路的第二端接地；逻辑电路用于控制第一修调电路提供与第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻，以及用于控制第二修调电路提供与第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻。基于上述方案，能够优化CLASS‑D环路的PSRR性能和降低面积成本。

Description

一种音频放大器、电源抑制比修正方法、芯片及电子设备
技术领域
本申请涉及集成电路技术领域，尤其涉及一种音频放大器、电源抑制比修正方法、芯片及电子设备。
背景技术
音频放大器是能把输入讯号的电压或功率放大的装置，由电子管或晶体管、电源变压器和其他电器元件组成。广泛应用于通讯、广播、雷达、电视、自动控制等各种装置中。然而，由于D类音频功率放大器(CLASS-D Amplifier，CLASS-D)环路中的电流源阻抗和反馈电阻失配，使得电源电压对输出电压的影响无法完全抵消，会导致环路的电源抑制比恶化，从而导致音频放大器抑制噪声的效果减弱，输出音频的音质较差。
为解决上述音频放大器输出音频的音质较差的问题，在一些实施方案中，通过增加CLASS-D环路中反馈电阻的面积，从而降低电阻失配问题，以提高输出音频的音质质量，但是该方案中需要增加的反馈电阻的面积较大，成本较高。
发明内容
本申请提供了一种音频放大器、电源抑制比修正方法、芯片及电子设备。
第一方面，本申请提供了一种音频放大器，该音频放大器包括：逻辑电路、第一环路、第二环路、第一修调电路和第二修调电路，逻辑电路分别和第一修调电路以及第二修调电路连接；第一环路包括第一反馈电阻，第二环路包括第二反馈电阻；第一修调电路的第一端连接第一反馈电阻，第一修调电路的第二端接地，第二修调电路的第一端连接第二反馈电阻，第一修调电路的第二端接地；逻辑电路用于控制第一修调电路提供与第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻，以及用于控制第二修调电路提供与第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻。
本申请中，通过在两个环路中分别设置修调电路，通过逻辑电路对修调电路进行控制，以提供与各环路中反馈电阻对应的失配电阻匹配的补偿电阻，从而实现降低电阻失配。其中，修调电路的面积远小于现有技术中增加的反馈电阻的面积，因此本申请中公开的方案相对于现有技术中增加反馈电阻的面积的方案，能够有效降低成本。
在上述第一方面的一种可能的实现中，第一修调电路和第二修调电路均包括多个金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET(简称MOS))开关；第一修调电路中多个MOS开关通过并连的方式连接，第二修调电路中多个MOS开关通过并连的方式连接。
本申请中，可以通过逻辑电路对修调电路中各MOS开关的开关状态进行控制，以提供与各环路中反馈电阻对应的失配电阻匹配的补偿电阻。
在上述第一方面的一种可能的实现中，逻辑电路，具体用于控制第一修调电路中多个MOS开关的开闭状态，以提供与第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻；逻辑电路，具体用于控制第二修调电路中多个MOS开关的开闭状态以提供与第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻。
在上述第一方面的一种可能的实现中，第一补偿电阻为第一修调电路能够实现的补偿电阻中，与第一反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻；第二补偿电阻为第二修调电路能够实现的补偿电阻中，与第二反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻。
在上述第一方面的一种可能的实现中，第一环路还包括第三反馈电阻，第二环路还包括第四反馈电阻；第一反馈电阻的第一端连接第三反馈电阻的第一端，第一反馈电阻的第二端连接第一修调电路，第三反馈电阻的第二端连接音频放大器的输出端；第二反馈电阻的第一端连接第四反馈电阻的第一端，第二反馈电阻的二端连接第二修调电路，第四反馈电阻的第二端连接音频放大器的输出端。
本申请实施例中，在第一反馈电阻RDA和第三反馈电阻RDB下加入修调电路，可以使得修调开关的开启电压无需过高，修调电路实现比较容易。
在上述第一方面的一种可能的实现中，MOS开关的数量基于根据所音频放大器的电源抑制比的需求精度确定。
第二方面，本申请提供了一种电源抑制比修正方法，应用于上述第一方面以及上述第一方面的任意一种可能实现提供的音频放大器。该方法包括：获取第一反馈电阻对应的失配电阻和第二反馈电阻对应的失配电阻；确定与第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻以及与第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻；控制第一修调电路提供第一补偿电阻，控制第二修调电路提供第二补偿电阻。
基于上述方案，能够有效的优化CLASS-D环路的PSRR性能，使得音频放大器抑制噪声的效果增强，输出音频的音质较好。同时，本申请实施例提供的修调电路降低了开关开启电压的要求，电路实现比较容易。并且，由于在修调电路中，修调开关既作为修调的切换开关，也充当了修调的电阻，减少方案实现的面积代价。
在上述第二方面的一种可能的实现中，第一修调电路和第二修调电路均包括多个MOS开关；第一修调电路中多个MOS开关通过并连的方式连接，第二修调电路中多个MOS开关通过并连的方式连接。
在上述第二方面的一种可能的实现中，控制第一修调电路提供第一补偿电阻，包括：控制第一修调电路中的多个MOS开关的开闭状态以提供第一补偿电阻；控制第二修调电路提供第二补偿电阻，包括：控制第二修调电路中的多个MOS开关的开闭状态以提供第二补偿电阻。
在上述第二方面的一种可能的实现中，第一补偿电阻为第一修调电路能够实现的补偿电阻中，与第一反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻；第二补偿电阻为第二修调电路能够实现的补偿电阻中，与第二反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻。
在上述第二方面的一种可能的实现中，MOS开关的数量基于根据所音频放大器的电源抑制比的需求精度确定。
第三方面，本申请提供了一种芯片，包括上述第一方面及上述第一方面的各种可能实现提供的音频放大器。
第四方面，本申请提供了一种电子设备，包括上述第一方面及上述第一方面的各种可能实现提供的音频放大器。
附图说明
图1根据本发明的一些实施例，示出了一种的音频放大器的结构示意图；
图2根据本发明的一些实施例，示出了一种修调电路示意图；
图3根据本发明的一些实施例，示出了一种音频放大器环路中PSRR等效电路示意图。
具体实施方式
本申请实施例包括但不限于一种音频放大器中电源抑制比修正电路、电子设备及方法。下面首先对本申请涉及到的术语进行介绍。
(1)电源抑制比(power supply rejection ratio，PSRR)
电源抑制比是输入电源变化量(以伏为单位)与转换器输出变化量(以伏为单位)的比值，常用分贝表示。PSRR用来描述输出信号受电源影响的量，PSRR值越大，输出信号受到电源的影响越小。在音频放大器中，PSRR值反映了音频放大器对电源的纹波要求，PSRR值越大，音频放大器输出音质就越好。
下面首先对导致环路的电源抑制比恶化的原因进行介绍。
图1为一些实施例提供的一种音频放大器的结构示意图。该音频放大器可以包括CLASS-D环路A路和CLASS-D环路B路。其中，CLASS-D环路A路包括第一放大器(amplifier，AMP1)、第二放大器(amplifier，AMP2)、电容C1a、电容C2a、反馈电阻RFBA、反馈电阻RSA、反馈电阻RDA、电阻R2a、比较器与功率级K、电流源阻抗ropa和电流源阻抗rona。其中，反馈电阻RDA的阻值远大于RSA。
其中，CLASS-D环路B路包括第一放大器(amplifier，AMP1)、第二放大器(amplifier，AMP2)、电容C1b、电容C2b、反馈电阻RFBB、反馈电阻RSB、反馈电阻RDB、电阻R2b、比较器与功率级K、电流源阻抗ropb和电流源阻抗ronb。其中，反馈电阻RDB的阻值远大于RSB。
其中，CLASS-D环路A路中的第一放大器(amplifier，AMP1)的第一输入端，接收模拟电流信号Vi1_a，第二输入端接收VCOM电压信号，输出端连接第二放大器(amplifier，AMP2)的第一输入端。第二放大器(amplifier，AMP2)的第二输入端接收VCOM电压信号，输出端输出电压信号VC2_a。反馈电阻RSA的一端与反馈电阻RDA的一端连接，反馈电阻RSA的另一端连接音频放大器的输出端，反馈电阻RDA的另一端接地。CLASS-D环路A路的输出电压为VOP。
其中，CLASS-D环路B路中的第一放大器(amplifier，AMP1)的第一输入端，接收模拟电流信号Vi1_b，第二输入端接收VCOM电压信号，输出端连接第二放大器(amplifier，AMP2)的第一输入端。第二放大器(amplifier，AMP2)的第二输入端接收VCOM电压信号，输出端输出电压信号VC2_b。反馈电阻RSB的一端与反馈电阻RDB的一端连接，反馈电阻RSB的另一端连接音频放大器的输出端，反馈电阻RDB的另一端接地。CLASS-D环路B路的输出电压为VON。
可以理解，在理想条件下，不考虑音频放大器中环路各抵消因素的影响，由于CLASS-D环路A路和CLASS-D环路B路的结构完全一致，因此电源电压VDD对输出电压VOUT的影响是可以完全抵消的。其中，输出电压VOUT为CLASS-D环路A路的输出电压VOP与CLASS-D环路B路的输出电压VON的差值，即VOUT＝VOP-VON。理论上音频放大器环路中的PSRR值应当无穷大，但是，在实际情况中，由于CLASS-D环路A路的电流源阻抗ropa、rona和反馈电阻RFBA、RSA和RDA的失配，以及CLASS-D环路B路的电流源阻抗ropb、ronb和反馈电阻RFBB、RSB和RDB的失配，电源电压VDD对输出电压VOUT的影响无法完全抵消，会导致音频放大器环路的PSRR值恶化，音频放大器抑制噪声的效果减弱，输出音频的音质变差。
如前所述，在一些实施例中，可以通过增加CLASS-D环路A路中反馈电阻RSA、RDA的电阻面积，来降低电流源阻抗ropa、rona和反馈电阻RFBA、RSA和RDA的失配问题；以及可以通过增加CLASS-D环路B路中反馈电阻RSB、RDB的电阻面积，来降低电流源阻抗ropb、ronb和反馈电阻RFBB、RSB和RDB的失配问题。但是，在实际应用中，需要增加的反馈电阻的面积较大，成本较高。
为了解决音频放大器成本较高的问题，本申请实施例提供了一种音频放大器，包括：逻辑电路、第一环路、第二环路、第一修调电路和第二修调电路，逻辑电路分别和第一修调电路以及第二修调电路连接；第一环路包括第一反馈电阻，第二环路包括第二反馈电阻；第一修调电路的第一端连接第一反馈电阻，第一修调电路的第二端接地，第二修调电路的第一端连接第二反馈电阻，第一修调电路的第二端接地；逻辑电路用于控制第一修调电路提供与第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻，以及用于控制第二修调电路提供与第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻。
可以理解，本申请实施例中，第一环路可以指CLASS-D环路A路，第二环路可以指CLASS-D环路B，第一修调电路可以为CLASS-D环路A路中的修调电路，第二修调电路可以指CLASS-D环路B路中的修调电路，第一反馈电阻可以指CLASS-D环路B路中的反馈电阻RDA，第二反馈电阻可以指CLASS-D环路B路中的反馈电阻RDB。
本申请实施例中，通过在两个环路中分别设置修调电路，通过逻辑电路对修调电路进行控制，以提供与各环路中反馈电阻对应的失配电阻匹配的补偿电阻，从而实现降低电阻失配。其中，修调电路的面积远小于现有技术中增加的反馈电阻的面积，因此本申请实施例中公开的方案相对于现有技术中增加反馈电阻的面积的方案，能够有效降低成本。
在一些实施例中，第一修调电路和第二修调电路均包括多个MOS开关，第一修调电路中多个MOS开关通过并连的方式连接，第二修调电路中多个MOS开关通过并连的方式连接。
本申请实施例中，MOS开关的数量可以根据音频放大器中电源抑制比的精度要求而变化，音频放大器中电源抑制比的精度要求越高，MOS开关的数量越多。两个修调电路的MOS开关数量可以一致也可以不一致，可以根据需要设定，在此不作限制。如图2所示，本申请的两个修调电路可以均是由8个MOS开关(即S1-S8)并连而成。
在一些实施例中，逻辑电路可以用于控制第一修调电路中多个MOS开关的开闭状态，以提供与第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻；还可以用于控制第二修调电路中多个MOS开关的开闭状态以提供与第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻。
在一些实施例中，第一补偿电阻为第一修调电路能够实现的补偿电阻中，与第一反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻；第二补偿电阻为第二修调电路能够实现的补偿电阻中，与第二反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻。
基于上述电路结构，可以通过逻辑电路(例如与门和非门)对修调电路中各MOS开关的开关状态进行控制，以提供与各环路中反馈电阻对应的失配电阻匹配的补偿电阻。例如，在CLASS-D环路A路中，反馈电阻RDA自身的失配较小，根据并连电路的特性，可以通过逻辑电路控制打开修调电路中较多的接入环路的MOS开关，以减小补偿电阻的值。如此，该修调电路除了能降低RDA自身的失配外，还能间接的降低RSA失配带来的影响。再例如，在CLASS-D环路B路中，反馈电阻RDB自身的失配较小，根据并连电路的特性，可以通过逻辑电路控制打开修调电路中较多的接入环路的MOS开关，以减小补偿电阻的值。如此，该修调电路除了能降低RDB自身的失配外，还能间接的降低RSB失配带来的影响。
可以理解，在一些实施例中，在CLASS-D环路A路中，可以通过在反馈电阻RSA右边串联一个修调电路，以降低反馈电阻RSA带来的失配问题；在CLASS-D环路B路中，可以通过在反馈电阻RSB右边串联一个修调电路，以降低反馈电阻RSB带来的失配问题。但是，上述方案中，在高压工作条件下情况下，CLASS-D环路A路的输出电压VOP和CLASS-D环路B路的输出电压VON可以达到12V-14V左右，使得该修调电路中的开关的开启电压需求较高，导致电路实现难度较大。
本申请实施例中提供的方案在CLASS-D环路A路中，在反馈电阻RDA下加入修调电路，由于反馈电阻RDA阻值较大，根据串连电路的特性，反馈电阻RDA的分压电压较大，使得与反馈电阻RDA串连的修调开关的开启电压无需过高，以及在在CLASS-D环路B路中，在反馈电阻RDB下加入修调电路，由于反馈电阻RDB阻值较大，根据串连电路的特性，反馈电阻RDB的分压电压较大，使得与反馈电阻RDB串连的修调开关的开启电压无需过高，修调电路实现比较容易。
本申请实施例中，第一修调电路的一端与CLASS-D环路A路中反馈电阻RDA串连，另一端接地。第二修调电路的一端与CLASS-D环路B路中反馈电阻RDB串连，另一端接地。
本申请实施例中，第一环路还包括第三反馈电阻，第二环路还包括第四反馈电阻；第一反馈电阻的第一端连接第三反馈电阻的第一端，第一反馈电阻的第二端连接第一修调电路，第三反馈电阻的第二端连接音频放大器的输出端；第二反馈电阻的第一端连接第四反馈电阻的第一端，第二反馈电阻的第二端连接第二修调电路，第四反馈电阻的第二端连接音频放大器的输出端。
本申请实施例中，第三反馈电阻可以指CLASS-D环路A路中的反馈电阻RSA，第四反馈电阻指CLASS-D环路B路中的反馈电阻RSB。
基于上述电路，本申请提供一种音频放大器中电源抑制比的修正方法,包括：获取第一反馈电阻对应的失配电阻和第二反馈电阻对应的失配电阻；确定与第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻以及与第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻；控制第一修调电路提供第一补偿电阻，控制第二修调电路提供第二补偿电阻。
例如，在一些实施例中，当检测到CLASS-D环路A路的分压电阻RDA因失配增加了一个失配电阻Δra，则可以通过CLASS-D环路B路的修调电路加入一个与失配电阻Δra阻值接近的补偿Δtrb电阻，例如可以通过逻辑电路，在环路B的修调电路中打开一个或多个MOS开关，以实现与失配电阻Δra阻值接近，最终改善被恶化的PSRR值。当检测到CLASS-D环路A路的分压电阻RDA因失配减少了一个电阻Δra，则修调电路可以补偿一个与失配电阻Δra阻值接近的Δtra电阻，例如可以通过逻辑电路，在环路A的修调电路中打开一个或多个MOS开关，以实现与失配电阻Δra阻值接近，最终改善PSRR值。具体PSRR值的修正方法，将结合PSRR的算式进行详细描述，在此不做赘述。
下面对上述电源抑制比的修正方法进行电源抑制比的修正的原理进行介绍：
首先对引起音频放大器环路中PSRR变化的因素进行分析。图3示出了一种音频放大器环路中PSRR等效电路示意图。该等效电路图可以包括CLASS-D环路A路和CLASS-D环路B路。CLASS-D环路A路可以包括第一放大器(amplifier，AMP1)、电容C1a、反馈电阻RFBA、反馈电阻RSA、反馈电阻RDA和电流源阻抗rop。其中，第一放大器的第一输入端接收模拟电流信号Vi1_a，第二输入端接收Vcom电压，第一放大器的输出端输出电压信号VC1_a。CLASS-D环路A路的输出电压为VOP。
CLASS-D环路B路可以包括第一放大器(amplifier，AMP1)、电容C1b、反馈电阻RFBB、反馈电阻RSB、反馈电阻RDB和电流源阻抗ron。其中，第一放大器的第一输入端接收模拟电流信号Vi1_b，第二输入端接收Vcom电压，第一放大器的输出端输出电压信号VC1_b。CLASS-D环路B路的输出电压为VON。
参考图3的等效电路，当CLASS-D环路A路的输出电压VOP和CLASS-D环路B路的输出电压VON处于高电压时，为了第一放大器的裕度，即第一放大器有足够的电压余量，可以设定环路A路和环路B路中第一放大器的第二输入端VCOM电压为电源电压值的1/3，即VCOM＝1/3VDD。
在如图3所示的等效电路中，可以如下定义各电阻的关系：
Figure BDA0004114675610000061
可以理解，根据上述算式(1)，β1为CLASS-D环路A路中反馈电阻RSA与反馈电阻RDA的比值。根据上述算式(2)，β2为CLASS-D环路B路中反馈电阻RSB与反馈电阻RDB的比值。
Figure BDA0004114675610000062
可以理解，根据上述算式(3)，α1为CLASS-D环路A路中反馈电阻RFBA与电流源阻抗rop的比值。根据上述算式(4)，α2为CLASS-D环路B路中反馈电阻RFBB与电流源阻抗ron的比值。
Δβ＝β1-β2 (5),Δα＝α1-α2 (6)
可以理解，根据上述算式(5)，Δβ为CLASS-D环路A路中反馈电阻RSA与反馈电阻RDA的比值和CLASS-D环路B路中反馈电阻RSB与反馈电阻RDB的比值的差值。根据上述算式(6)，Δα为CLASS-D环路A路中反馈电阻RFBA与电流源阻抗rop的比值和CLASS-D环路B路中反馈电阻RFBB与电流源阻抗ron的比值的差值。
根据上述算式(1)-(6)及第一放大器的第二输入端VCOM电压与电源电压的关系式，图3中等效电路的输出电压的变化量可以写成以下算式(7)：
Figure BDA0004114675610000071
其中，ΔVOUT为等效电路中输出电压的变化量；ΔVOP为CLASS-D环路A路输出电压的变化量；ΔVON为CLASS-D环路B路输出电压的变化量；Δvdd为电源电压的变化量；Δβ为CLASS-D环路A路中反馈电阻RSA与反馈电阻RDA的比值和CLASS-D环路B路中反馈电阻RSB与反馈电阻RDB的比值的差值；Δα为CLASS-D环路A路中反馈电阻RFBA与电流源阻抗rop的比值和CLASS-D环路B路中反馈电阻RFBB与电流源阻抗ron的比值的差值。
根据算式(7)，并结合电源抑制比的内容，可以通过以下算式(8)获得本申请音频放大器等效电路中的电源抑制比。
Figure BDA0004114675610000072
其中，PSRR为等效电路中的电源抑制比；ΔVOUT为等效电路中输出电压的变化量；Δvdd为电源电压的变化量；Δβ为CLASS-D环路A路中反馈电阻RSA与反馈电阻RDA的比值和CLASS-D环路B路中反馈电阻RSB与反馈电阻RDB的比值的差值；Δα为CLASS-D环路A路中反馈电阻RFBA与电流源阻抗rop的比值和CLASS-D环路B路中反馈电阻RFBB与电流源阻抗ron的比值的差值。
根据上述算式(3)、(4)、(6)，由于电流源阻抗rop和ron很大，使得α1、α2和Δα的值很小。因此，根据上述算式(8)，
Figure BDA0004114675610000073
对PSRR的影响较小。所以，环路PSRR衰减的主要因素为上式(8)中的/>
Figure BDA0004114675610000074
根据上述算式(1)、(2)、(5)，降低环路A、B两路反馈电阻中的RSA，RDA，RSB，RDB的失配能够有效的优化PSRR。
可以理解，根据上述对PSRR影响因素的分析可知，导致环路PSRR变差的主要原因可以写成下式(9)：
Figure BDA0004114675610000075
其中，Δra、Δrb分别为RDA和RDB因失配产生的电阻偏差。在理想情况下，反馈电阻RS和RD完全匹配，未出现偏差时，Δβ的值应当为0，此时环路的PSRR的值不会受到抑制，PSRR性能比较好。但是，由于反馈电阻RD和RS存在失配，导致出现电阻偏差Δra和Δrb，此时Δβ不等于0，环路的PSRR的值被恶化。
因此，分别在反馈电阻RDA和RDB下引入如图2所示的修调电路，通过修调电路修调CLASS-D环路A路和CLASS-D环路B路电阻的失配，将Δβ值降至最低。在CLASS-D环路A路和CLASS-D环路B路中加入修调电路，使得上式(9)中的Δβ表达式可以写成下式(10)：
Figure BDA0004114675610000076
其中，Δtra、Δtrb分别为CLASS-D环路A路和CLASS-D环路B路经过修调后补偿的电阻。补偿电阻Δtra为CLASS-D环路A路的修调电路能够实现的补偿电阻中，与反馈电阻RDA对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻；补偿电阻Δtrb为CLASS-D环路B路的修调电路能够实现的补偿电阻中，与反馈电阻RDB对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻。
根据上式(10)可知，通过引入修调电路，例如，当检测到CLASS-D环路A路的分压电阻RDA因失配增加了一个失配电阻Δra，则可以通过CLASS-D环路B路的修调电路补偿加入一个与Δra阻值接近的Δtrb电阻，例如可以通过逻辑电路，在环路B的修调电路中打开一个或多个MOS开关，以实现与失配电阻Δra阻值接近，最终经过环路的差分输出降低因失配而增加的值Δβ，改善被恶化的PSRR值。
再例如，当检测到CLASS-D环路A路的分压电阻RDA因失配减少了一个电阻Δra，则修调电路可以补偿一个与Δra阻值接近的Δtra电阻，例如可以通过逻辑电路，在环路A的修调电路中打开一个或多个MOS开关，以实现与失配电阻Δra阻值接近，经过环路的差分输出也能有效的降低因失配导致增加的Δβ值，改善PSRR值。
又例如，当检测到RDA因失配出现偏差，也可以通过调整RDB的电阻保证整体比例不变，使得Δβ值仍然维持在比较小的值，不会恶化环路的PSRR。反之，如果CLASS-D环路B路的电阻出现偏差，修调电路的修调方法与上述一致。
通过上述方法，能够有效的优化CLASS-D环路的PSRR性能。并且，在CLASS-D环路A路中，在反馈电阻RDA下加入修调电路，由于反馈电阻RDA阻值较大，根据串连电路的特性，反馈电阻RDA的分压电压较大，使得与反馈电阻RDA串连的修调开关的开启电压无需过高；在CLASS-D环路B路中，在反馈电阻RDB下加入修调电路，由于反馈电阻RDB阻值较大，根据串连电路的特性，反馈电阻RDB的分压电压较大，使得与反馈电阻RDB串连的修调开关的开启电压无需过高，修调电路实现比较容易。同时，修调电路的面积较小，可以节约方案实现的成本。
本申请还提供了一种芯片，包括上述音频放大器。
本申请还提供了一种电子设备，包括上述音频放大器。
在附图中，可以以特定布置和/或顺序示出一些结构或方法特征。然而，应该理解，可能不需要这样的特定布置和/或排序。而是，在一些实施例中，这些特征可以以不同于说明性附图中所示的方式和/或顺序来布置。另外，在特定图中包括结构或方法特征并不意味着暗示在所有实施例中都需要这样的特征，并且在一些实施例中，可以不包括这些特征或者可以与其他特征组合。
需要说明的是，本发明各设备实施例中提到的各单元/模块都是逻辑单元/模块，在物理上，一个逻辑单元/模块可以是一个物理单元/模块，也可以是一个物理单元/模块的一部分，还可以以多个物理单元/模块的组合实现，这些逻辑单元/模块本身的物理实现方式并不是最重要的，这些逻辑单元/模块所实现的功能的组合才是解决本发明所提出的技术问题的关键。此外，为了突出本发明的创新部分，本发明上述各设备实施例并没有将与解决本发明所提出的技术问题关系不太密切的单元/模块引入，这并不表明上述设备实施例并不存在其它的单元/模块。
需要说明的是，在本专利的示例和说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
虽然通过参照本发明的某些优选实施例，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的范围。

Claims (13)

1.一种音频放大器，其特征在于，包括：逻辑电路、第一环路、第二环路、第一修调电路和第二修调电路，所述逻辑电路分别和所述第一修调电路以及所述第二修调电路连接；
所述第一环路包括第一反馈电阻，所述第二环路包括第二反馈电阻；
所述第一修调电路的第一端连接所述第一反馈电阻，所述第一修调电路的第二端接地，所述第二修调电路的第一端连接所述第二反馈电阻，所述第一修调电路的第二端接地；
所述逻辑电路用于控制所述第一修调电路提供与所述第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻，以及
用于控制所述第二修调电路提供与所述第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻。
2.根据权利要求1所述的音频放大器，其特征在于，所述第一修调电路和所述第二修调电路均包括多个金氧半场效晶体管开关；
所述第一修调电路中多个金氧半场效晶体管开关通过并连的方式连接，所述第二修调电路中多个金氧半场效晶体管开关通过并连的方式连接。
3.根据权利要求2所述的音频放大器，其特征在于，所述逻辑电路，具体用于控制所述第一修调电路中多个金氧半场效晶体管开关的开闭状态，以提供与所述第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻；
所述逻辑电路，具体用于控制所述第二修调电路中多个金氧半场效晶体管开关的开闭状态以提供与所述第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻。
4.根据权利要求1-3任一项所述的音频放大器，其特征在于，所述第一补偿电阻为所述第一修调电路能够实现的补偿电阻中，与所述第一反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻；
所述第二补偿电阻为所述第二修调电路能够实现的补偿电阻中，与所述第二反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻。
5.根据权利要求1-3任一项所述的音频放大器，其特征在于，所述第一环路还包括第三反馈电阻，所述第二环路还包括第四反馈电阻；
所述第一反馈电阻的第一端连接所述第三反馈电阻的第一端，所述第一反馈电阻的第二端连接所述第一修调电路，所述第三反馈电阻的第二端连接所述音频放大器的输出端；
所述第二反馈电阻的第一端连接所述第四反馈电阻的第一端，所述第二反馈电阻的二端连接所述第二修调电路，所述第四反馈电阻的第二端连接所述音频放大器的输出端。
6.根据权利要求2或3所述的音频放大器，其特征在于，所述金氧半场效晶体管开关的数量基于根据所音频放大器的电源抑制比的需求精度确定。
7.一种电源抑制比修正方法，应用于权利要求1-6任一项所述的音频放大器，其特征在于，包括：
获取所述第一反馈电阻对应的失配电阻和所述第二反馈电阻对应的失配电阻；
确定与所述第一反馈电阻对应的失配电阻匹配的第一补偿电阻以及与所述第二反馈电阻对应的失配电阻匹配的第二补偿电阻；
控制所述第一修调电路提供所述第一补偿电阻，控制所述第二修调电路提供所述第二补偿电阻。
8.根据权利要求7所述的电源抑制比修正方法，其特征在于，所述第一修调电路和所述第二修调电路均包括多个金氧半场效晶体管开关；
所述第一修调电路中多个金氧半场效晶体管开关通过并连的方式连接，所述第二修调电路中多个金氧半场效晶体管开关通过并连的方式连接。
9.根据权利要求8所述的电源抑制比修正方法，其特征在于，所述控制所述第一修调电路提供所述第一补偿电阻，包括：
控制所述第一修调电路中的多个金氧半场效晶体管开关的开闭状态以提供所述第一补偿电阻；
所述控制所述第二修调电路提供所述第二补偿电阻，包括：
控制所述第二修调电路中的多个金氧半场效晶体管开关的开闭状态以提供所述第二补偿电阻。
10.根据权利要求7-9任一项所述的电源抑制比修正方法，其特征在于，所述第一补偿电阻为所述第一修调电路能够实现的补偿电阻中，与所述第一反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻；
所述第二补偿电阻为所述第二修调电路能够实现的补偿电阻中，与所述第二反馈电阻对应的失配电阻的差值最小的补偿电阻。
11.根据权利要求8或9所述的电源抑制比修正方法，其特征在于，所述金氧半场效晶体管开关的数量基于根据所音频放大器的电源抑制比的需求精度确定。
12.一种芯片，其特征在于，包括权利要求1-6任一项所述的音频放大器。
13.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1-6任一项所述的音频放大器。
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