CN116137511A - 一种振荡器和电压调整电路 - Google Patents

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CN116137511A CN202310142754.XA CN202310142754A CN116137511A CN 116137511 A CN116137511 A CN 116137511A CN 202310142754 A CN202310142754 A CN 202310142754A CN 116137511 A CN116137511 A CN 116137511A
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    • H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification

Abstract

本公开提供一种振荡器和电压调整电路，属于模拟电路电源控制系统技术领域，其中，振荡器应用于电压调整电路的PWM调节模块中，用于为电压调整电路提供脉冲信号；电压调整电路，被配置为根据脉冲信号和输入电压，生成输出电压；振荡器包括控制单元和斜坡电压产生电路；斜坡电压产生电路包括M条并联的第一支路、N条并联的第二支路和第一开关单元；M和N均为大于或者等于2的整数；M条并联的第一支路和N条并联的第二支路串联，第一开关单元与N条并联的第二支路并联；任一第一支路上配置有串联的电流源和第二开关单元；任一第二支路上配置有串联的第三开关单元和调节电容。

Description

一种振荡器和电压调整电路
技术领域
本公开属于模拟电路电源控制系统技术领域，具体涉及一种振荡器和电压调整电路。
背景技术
随着人们对消费类电子产品尺寸、续航能力、处理速度等方面要求的提高，电源管理芯片作为便携式电子产品的心脏，呈现出体积越来越小、转换效率越来越高、瞬态转换越来越频繁的发展趋势。其中，开关电源凭借较高的转换效率及简单的电路结构等优势逐渐成为电源管理芯片的首选。DC-DC变换器通过对电力电子器件的通断控制，将直流电压断续地加到负载上，通过改变占空比改变输出电压平均值。以Boost型DC-DC变换器为例，其在快充移动电源、电子烟等有升压需求的产品中具有广泛的应用。传统方法中，以电压模Boost电路为例，开关电源的效率、稳定性等方面的性能还存在一定的提升空间。
发明内容
本公开旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一，提供一种振荡器和电压调整电路。
第一方面，本公开实施例提供了一种振荡器，其应用于电压调整电路的PWM调节模块中，用于为所述电压调整电路提供脉冲信号；所述电压调整电路，被配置为根据所述脉冲信号和输入电压，生成输出电压；所述振荡器包括控制单元和斜坡电压产生电路；其中，
所述斜坡电压产生电路包括M条并联的第一支路、N条并联的第二支路和第一开关单元；M和N均为大于或者等于2的整数；所述M条并联的第一支路和所述N条并联的第二支路串联，所述第一开关单元与所述N条并联的第二支路并联；任一所述第一支路上配置有串联的电流源和第二开关单元；任一所述第二支路上配置有串联的第三开关单元和调节电容；
所述第一开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第一控制信号，而选通其所在支路；所述第一控制信号与所述脉冲信号相反；
所述第二开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第二控制信号，而将其所在第一支路的所述电流源所生成的第一电流传输至各所述第二支路；所述第二控制信号为由所述控制单元根据时钟频率所生成的控制信号；
所述第三开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而选通其所在第二支路，通过所述第一电流为其所在第二支路的调节电容充电；所述第三控制信号为所述控制单元根据所述输入电压所生成的控制信号，所述第四控制信号为所述控制单元根据所述输出电压所生成的控制信号；或者，
所述第二开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第三控制信号和所述第四控制信号，而将其所在第一支路的所述电流源所生成的第一电流传输至各所述第二支路；
所述第三开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第二控制信号，而选通其所在第二支路，通过所述第一电流为其所在第二支路的调节电容充电。
在一些实施例中，所述第一开关单元包括第一开关，所述第一开关的第一端连接所述N条并联的第二支路的第一端，所述第一开关的第二端连接所述N条并联的第二支路的第二端。
在一些实施例中，所述第二开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第二控制信号，而将其所在第一支路的所述电流源所生成的第一电流传输至各所述第二支路时，所述第二开关单元包括第二开关；所述第三开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而选通其所在第二支路，通过所述第一电流为其所在第二支路的调节电容充电时，所述第三开关单元包括串联连接的第三开关和第四开关；其中，
所述第二开关的第一端连接所述电流源，所述第二开关的第二端连接所述第三开关的第一端，所述第三开关的第二端连接所述第四开关的第一端，所述第四开关的第二端连接所述调节电容的第一端，所述调节电容的第二端连接第一参考电压端。
在一些实施例中，所述第二开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第三控制信号和所述第四控制信号，而将其所在第一支路的所述电流源所生成的第一电流传输至各所述第二支路时，所述第二开关单元包括串联连接的第三开关和第四开关；所述第三开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第二控制信号，而选通其所在第二支路，通过所述第一电流为其所在第二支路的调节电容充电时，所述第三开关单元包括第二开关；其中，
所述第三开关的第一端连接所述电流源，所述第三开关的第二端连接所述第四开关的第一端，所述第四开关的第二端连接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端连接所述调节电容的第一端，所述调节电容的第二端连接第一参考电压端。
第二方面，本公开实施例还提供了一种电压调整电路，其包括上述实施例中任一项所述的振荡器。
在一些实施例中，所述的电压调整电路还包括采样反馈模块、PWM调节模块和电压转换模块；
所述电压转换模块，被配置为根据所述PWM调节模块输出的脉冲信号和输入电压，生成输出电压；
所述采样反馈模块，被配置为对所述输出电压进行采样以生成反馈电压，并根据所述反馈电压和基准电压，生成控制电压；
所述PWM调节模块，被配置为根据所述振荡器输出的锯齿波信号和所述控制电压，生成所述脉冲信号。
在一些实施例中，所述电压转换模块包括电感、功率开关管、二极管、负载电容和负载电阻；所述电感的第一端连接输入电压端，所述电感的第二端连接所述功率开关管的第二端和所述二极管的第一端，所述功率开关管的第一端连接第二参考电压端，所述功率开关管的控制极连接所述PWM调节模块的第二端，所述二极管的第二端连接所述负载电容的第一端和所述负载电阻的第一端。
在一些实施例中，所述采样反馈模块包括第一分压电阻、第二分压电阻、误差放大器；所述第一分压电阻的第一端连接所述二极管的第二端，所述第一分压电阻的第二端连接所述第二分压电阻的第一端和所述误差放大器的反相输入端，所述误差放大器的同相输入端连接基准电压端，所述误差放大器的输出端连接所述PWM调节模块的第一端。
在一些实施例中，所述PWM调节模块包括PWM调节器；所述误差放大器的输出端连接所述PWM调节器的同相输入端，所述PWM调节器的反相输入端连接所述振荡器，所述PWM调节器的输出端连接所述功率开关管的控制端。
在一些实施例中，所述的电压调整电路还包括环路补偿模块，以对所述电压调整电路的反馈回路进行补偿。
在一些实施例中，所述环路补偿模块包括第一电阻、第二电阻、第一电容、第二电容和第三电容；所述第一电阻的第一端连接所述误差放大器的输出端，所述第一电阻的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端连接所述误差放大器的反相输入端，所述第三电容的第一端连接所述误差放大器的输出端，所述第三电容的第二端连接所述误差放大器的反相输入端；所述第二电阻的第一端连接所述第一分压电阻的第一端，所述第二电阻的第二端连接所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二端连接所述第一分压电阻的第二端。
附图说明
图1为本公开实施例提供的一种电压调整电路结构示意图；
图2为图1中电路的小信号模型传输函数示意图；
图3为一种传统的斜坡电压产生电路；
图4为图1中Boost电路部分结构示意图；
图5为图4中Boost电路在DCM模式下电压与电流波形图；
图6为电压模控制系统典型波形图；
图7为本公开实施例提供的一种斜坡电压产生电路；
图8为本公开实施例提供的另一种斜坡电压产生电路。
其中附图标记为：1、振荡器；2、采样反馈模块；3、PWM调节模块；4、电压转换模块；5、环路补偿模块；P1、脉冲信号；Vin、输入电压；Vout、输出电压；Vfb、反馈电压；Vref、基准电压；Vc、控制电压；Islp、电流源；Cslp、调节电容；L、电感；S1、功率开关管；S2、二极管；Co、负载电容；Rload、负载电阻；Vramp、斜坡电压；10、第一开关单元；20、第二开关单元；30、第三开关单元；11、第一开关；21、第二开关；31、第三开关；32、第四开关；Rf1、第一分压电阻；Rf2、第二分压电阻；EA、误差放大器；03、PWM调节器；R1、第一电阻；R2、第二电阻；C1、第一电容；C2、第二电容；C3、第三电容。
具体实施方式
为使本公开实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本公开实施例中附图，对本公开实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本公开实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本公开的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本公开的范围，而是仅仅表示本公开的选定实施例。基于本公开的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。
除非另外定义，本公开使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本公开中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”、“一”或者“该”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也可能相应地改变。
在本公开中提及的“多个或者若干个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
现有技术中，DC-DC变换器作为典型的非线性系统，其稳定性常常受到影响，为便于描述和理解，本公开中均以电压模控制的Boost电路为例进行具体说明。发明人发现，在电压模控制的Boost电路中，传统的斜坡电压产生电路采用固定的电流源对固定的电容进行充电，这样会导致电路中环路增益随占空比、负载和开关频率的变化而变化，使得环路不稳定。通常情况下，为了确保在最坏的状况下电路环路能够保持稳定，会使斜坡电压的斜率保持在较大的水平，然而这样设置虽然能够解决部分问题，但也带来了电路需要小斜坡电压时容易出现过补偿的新问题，最终仍然会影响到电路的稳定性。
图1为本公开实施例提供的一种电压调整电路结构示意图，图2为图1中电路的小信号模型传输函数示意图，图3为一种传统的斜坡电压产生电路；如图1所示，本公开实施例提供的电压调整电路包括具有如图3所示的斜坡电压产生电路的振荡器1、采样反馈模块2、PWM调节模块3和电压转换模块4；电压转换模块4，被配置为根据PWM调节模块3输出的脉冲信号P1和输入电压Vin，生成输出电压Vout；采样反馈模块2，被配置为对输出电压Vout进行采样以生成反馈电压Vfb，并根据反馈电压Vfb和基准电压Vref，生成控制电压Vc；PWM调节模块3，被配置为根据振荡器1输出的锯齿波信号和控制电压Vc，生成脉冲信号P1；其中，电压转换模块4包括电感L、功率开关管S1、二极管S2、负载电容Co和负载电阻Rload。
具体的，如图3所示，传统的斜坡产生电路包括串联连接的电流源Islp和调节电容Cslp，以及与调节电容Cslp并联连接的开关，开关响应于与脉冲信号P1相反的控制信号，且电流源Islp和调节电容Cslp均为固定的，不随外界发生变化，即一个固定的电流源Islp对一个固定的调节电容Cslp进行充电。如图1和图2所示，根据小信号模型传输函数，可以计算得到环路增益为：
Av＝KEA×Fm×|GVD|×KFB
Figure BDA0004088436510000071
其中，Av表示环路增益；KEA表示误差放大器EA的增益；Fm表示从误差放大器EA到升压转换器的增益；GVD表示从占空比到输出电压Vout的传递函数；KFB为输出电压Vout的反馈系数，即从Vout到Vfb的分压比；L为电感L值；D为占空比；Ts为时钟周期；Co为电路的负载电容Co。
可以理解的是，根据电感L电流是否连续，本公开中的电压调整电路可以分为连续导电状态(Continuous Conduction Mode，CCM)和不连续导电状态(DiscontinuousConduction Mode，DCM)。为便于描述和理解，本公开以电路工作在DCM模式下为例进行具体说明。
图4为图1中Boost电路部分结构示意图，图5为图4中Boost电路在DCM模式下电压与电流波形图，如图4和图5所示，当功率开关管S1导通时，观察S1开关电流(S1 SwitchCurrent)可知，Vsw这一点电压(Vsw Voltage)为低电平，当功率开关管S1关断时，观察S2开关电流(S2 Switch Current)可知，Vsw这一点电压(Vsw Voltage)为高电平，电感电流(Inductor Current)在功率开关管S1导通时逐渐增大，在二极管S2导通时逐渐减小，从而实现Boost电路的升压功能。
图6为电压模控制系统典型波形图，如图6所示，在电压模控制的Boost电路中，具有如图3所示的斜坡电压产生电路的振荡器1产生的斜坡电压Vramp和控制电压Vc输入至PWM调节器03中；其中，控制电压Vc是由误差放大器EA对反馈电压Vfb和基准电压Vref进行处理而得到的，且控制电压Vc作为PWM调节器03的调制信号，斜坡电压Vramp作为载波信号。当斜坡电压Vramp上升到控制电压Vc时，PWM调节器03发生翻转进而导致功率开关管S1的状态发生改变，从而使开关电源电路工作与期望的状态。
由图6可知，占空比可以由控制电压Vc除以斜坡电压Vramp的峰值得到，即
Figure BDA0004088436510000072
其中，Fm为D到Vc的增益，因此
Figure BDA0004088436510000081
假设斜坡电压Vramp的斜率为Se，那么
Figure BDA0004088436510000082
可得到
Figure BDA0004088436510000083
斜坡电压Vramp的产生方式如图3所示，可得到
Figure BDA0004088436510000084
根据上述的分析和推导，可以进一步得到
Figure BDA0004088436510000085
其中，gm是误差放大器EA的跨导；Rc是误差放大器EA外面的补偿零点的电阻；
其中，由于Co具有一定的电压系数(K)，且Vout越大，Co越小，即Co与Vout成反比；
因此，此处可以将Co简化为
Figure BDA0004088436510000086
那么环路增益的表达式可以简化为
Figure BDA0004088436510000087
以上式为(1)式
根据输出电流Io与输入电压Vin、输出电压Vout、开关频率Fs、电感L的关系式可知
Figure BDA0004088436510000088
将Io的表达式带入(1)式可得到
Figure BDA0004088436510000089
以上式为(2)式可进一步得到
Figure BDA0004088436510000091
以上式为(3)式
在(1)式中，可以看到第三项基本为常数，因此，只要保证第一项和第二项的乘积为一固定值，即可保证环路增益恒定不变。
将(1)式中第一项和第二项的乘积为一定值A，可得到
Figure BDA0004088436510000092
以上式为(4)式
需要说明的是，由于无法得到直观的输出电流和占空比的信息，无法仅通过(1)式进行补偿，而根据(3)式可以看到，相对于(1)式和(2)式，(3)式中对输出电流进行了开根号的处理，也即相当于对输出电流进行了补偿。根据(3)式对电路进行补偿时，可以在占空比和开关频率不同的情况下，使得增益保持稳定，同时这时候的输出电流变化较小，对系统的稳定性影响也较小。
鉴于此，本公开实施例提供了一种振荡器1，其应用于电压调整电路的PWM调节模块3中，用于为电压调整电路提供脉冲信号P1。本公开提供的振荡器1采用动态斜坡补偿电路，使电路环路增益在各种条件下均能够保持稳定，且相位裕度保持在合理范围内。
需要说明的是，本公开实施例中所说的电压调整电路可以是开关电源的各种拓扑电路，为便于描述和理解，本公开中的电压调整电路以电压模控制的Boost电路为例进行具体说明。
第一方面，解决上述技术问题所采用的技术方案是一种振荡器1，其应用于电压调整电路的PWM调节模块3中，用于为电压调整电路提供脉冲信号P1；电压调整电路，被配置为根据脉冲信号P1和输入电压Vin，生成输出电压Vout；振荡器1包括控制单元和斜坡电压产生电路。图7为本公开实施例提供的一种斜坡电压产生电路，如图7所示，斜坡电压产生电路包括M条并联的第一支路、N条并联的第二支路和第一开关单元10；M和N均为大于或者等于2的整数；M条并联的第一支路和N条并联的第二支路串联，第一开关单元10与N条并联的第二支路并联；任一第一支路上配置有串联的电流源Islp和第二开关单元20；任一第二支路上配置有串联的第三开关单元30和调节电容Cslp；第一开关单元10被配置为响应于控制单元输出的第一控制信号，而选通其所在支路；第一控制信号与脉冲信号P1相反；第二开关单元20被配置为响应于控制单元输出的第二控制信号，而将其所在第一支路的电流源Islp所生成的第一电流传输至各第二支路；第二控制信号为由控制单元根据时钟频率所生成的控制信号；第三开关单元30被配置为响应于控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而选通其所在第二支路，通过第一电流为其所在第二支路的调节电容Cslp充电；第三控制信号为控制单元根据输入电压Vin所生成的控制信号，第四控制信号为控制单元根据输出电压Vout所生成的控制信号。本公开实施例中的斜坡电压产生电路中，通过不同的电流源Islp对不同的调节电容Cslp进行充电，从而改变输出的斜坡电压Vramp的斜率，进而改变电压调整电路中脉冲信号P1的占空比。这样设置，可以使得电路环路增益不随占空比、负载、开关频率而变化，从而保证系统在任何情况下都可以保持稳定。
具体的，如图1和图7所示，第一开关单元10被配置为响应于控制单元输出的第一控制信号，第一控制信号与脉冲信号P1相反，当功率开关管S1导通时，第一开关单元10关断其所在支路，第一支路中被选通的电流源Islp对第二支路中被选通的调节电容Cslp进行充电，此时斜坡电压Vramp上涨，直到与控制电压Vc相同，此时功率开关管S1断开，第一开关单元10选通其所在支路，将斜坡电压Vramp直接拉到0。其中，本公开实施例中第二开关单元20被配置为响应于控制单元输出的第二控制信号，而将其所在第一支路的电流源Islp所生成的第一电流传输至各第二支路；第二控制信号为由控制单元根据时钟频率所生成的控制信号；第三开关单元30被配置为响应于控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而选通其所在第二支路，通过第一电流为其所在第二支路的调节电容Cslp充电；第三控制信号为控制单元根据输入电压Vin所生成的控制信号，第四控制信号为控制单元根据输出电压Vout所生成的控制信号。具体的，本公开实施例中第三开关单元30中的第三开关31是根据不同的输入电压Vin所生成的控制信号来控制其开关状态的，第四开关32是根据不同的输出电压Vout所生成的控制信号来控制其开关状态的；例如，根据不同的输入电压Vin所生成的控制信号选通第一条第二支路、第二条第二支路和第三条第二支路时，根据不同的输出电压Vout所生成的控制信号选通第一条第二支路和第二条第二支路，那么最终选通的就是第一条第二支路和第二条第二支路。同理，第三开关31是根据不同的输出电压Vout所生成的控制信号来控制其开关状态的，第四开关32是根据不同的输入电压Vin所生成的控制信号来控制其开关状态的，也可以实现上述功能。因此，本公开实施例中实际上是由输入电压Vin和输出电压Vout所生成的控制信号共同决定选通的第二支路，从而通过第一电流为选通的第二支路上的调节电容Cslp充电。这样设置，满足了如(4)式中A为一定值的条件，即
Figure BDA0004088436510000111
Figure BDA0004088436510000112
用户可以根据实际需求，对控制单元输出的第二控制信号、第三控制信号和第四控制信号进行选择，从而选择电流源Islp和调节电容Cslp的数量，进而改变斜坡电压Vramp的斜率。
在一些实施例中，图8为本公开实施例提供的另一种斜坡电压产生电路，如图8所示，第二开关单元20被配置为响应于控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而将其所在第一支路的电流源Islp所生成的第一电流传输至各第二支路；第三开关单元30被配置为响应于控制单元输出的第二控制信号，而选通其所在第二支路，通过第一电流为其所在第二支路的调节电容Cslp充电。具体的，本公开实施例中第二开关单元20中的第三开关31是根据不同的输入电压Vin所生成的控制信号来控制其开关状态的，第四开关32是根据不同的输出电压Vout所生成的控制信号来控制其开关状态的；例如，根据不同的输入电压Vin所生成的控制信号选通第一条第一支路、第二条第一支路和第三条第一支路时，根据不同的输出电压Vout所生成的控制信号选通第一条第一支路和第二条第一支路，那么最终选通的就是第一条第一支路和第二条第一支路。同理，第三开关31是根据不同的输出电压Vout所生成的控制信号来控制其开关状态的，第四开关32是根据不同的输入电压Vin所生成的控制信号来控制其开关状态的，也可以实现上述功能。因此，本公开实施例中实际上是由输入电压Vin和输出电压Vout所生成的控制信号共同决定选通的第一支路，从而将选通的第一支路上的电流源Islp所生成的第一电流传输至各第二支路。这样设置，满足了如(4)式中A为一定值的条件，即
Figure BDA0004088436510000121
Figure BDA0004088436510000122
具体的，在本公开实施例中，用户可以根据实际需求，对控制单元输出的第二控制信号、第三控制信号和第四控制信号进行选择，从而选择电流源Islp和调节电容Cslp的数量，进而改变斜坡电压Vramp的斜率。
在一些实施例中，第一开关单元10包括第一开关11，第一开关11的第一端连接N条并联的第二支路的第一端，第一开关11的第二端连接N条并联的第二支路的第二端。
具体的，如图7和图8所示，本公开实施例中第一开关单元10包括第一开关11，第一开关11响应于控制单元输出的第一控制信号，且第一控制信号与脉冲信号P1相反；当功率开关管S1导通时，第一开关11关断其所在支路，第一支路中被选通的电流源Islp对第二支路中被选通的调节电容Cslp进行充电，此时斜坡电压Vramp上涨，直到与控制电压Vc相同，此时功率开关管S1断开，第一开关11选通其所在支路，将斜坡电压Vramp直接拉到0。
在一些实施例中，如图7所示，第二开关单元20被配置为响应于控制单元输出的第二控制信号，而将其所在第一支路的电流源Islp所生成的第一电流传输至各第二支路时，第二开关单元20包括第二开关21；第三开关单元30被配置为响应于控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而选通其所在第二支路，通过第一电流为其所在第二支路的调节电容Cslp充电时，第三开关单元30包括串联连接的第三开关31和第四开关32；其中，第二开关21的第一端连接电流源Islp，第二开关21的第二端连接第三开关31的第一端，第三开关31的第二端连接第四开关32的第一端，第四开关32的第二端连接调节电容Cslp的第一端，调节电容Cslp的第二端连接第一参考电压端。
具体的，在本公开实施例中，第二开关21响应于第二控制信号，第三开关31响应于第三控制信号，第四开关32响应于第四控制信号；其中，第二控制信号为由控制单元根据时钟频率所生成的控制信号，第三控制信号为控制单元根据输入电压Vin所生成的控制信号，第四控制信号为控制单元根据输出电压Vout所生成的控制信号。这样设置，使得接入的电流源Islp数量根据开关频率而改变，使得调节电容Cslp的数量根据输入电压Vin和输出电压Vout而改变，进而使得电路环路增益不随占空比、负载和开关频率的变化而发生改变，保证了系统的稳定性。
需要说明的是，本公开实施例中的第一参考电压端可以为接地端。
在一些实施例中，如图8所示，第二开关单元20被配置为响应于控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而将其所在第一支路的电流源Islp所生成的第一电流传输至各第二支路时，第二开关单元20包括串联连接的第三开关31和第四开关32；第三开关单元30被配置为响应于控制单元输出的第二控制信号，而选通其所在第二支路，通过第一电流为其所在第二支路的调节电容Cslp充电时，第三开关单元30包括第二开关21；其中，第三开关31的第一端连接电流源Islp，第三开关31的第二端连接第四开关32的第一端，第四开关32的第二端连接第二开关21的第一端，第二开关21的第二端连接调节电容Cslp的第一端，调节电容Cslp的第二端连接第一参考电压端。
具体的，在本公开实施例中，第二开关21响应于第二控制信号，第三开关31响应于第三控制信号，第四开关32响应于第四控制信号；其中，第二控制信号为由控制单元根据时钟频率所生成的控制信号，第三控制信号为控制单元根据输入电压Vin所生成的控制信号，第四控制信号为控制单元根据输出电压Vout所生成的控制信号。这样设置，使得接入的电流源Islp数量根据开关频率而改变，使得调节电容Cslp的数量根据输入电压Vin和输出电压Vout而改变，进而使得电路环路增益不随占空比、负载和开关频率的变化而发生改变，保证了系统的稳定性。
需要说明的是，本公开实施例中的第一参考电压端可以为接地端。
在一些实施例中，本公开实施例中斜坡电压产生电路的第一开关单元10、第二开关单元20和第三开关单元30中的开关为单刀单掷开关或开关晶体管，本公开对此不做限制。
在一些实施例中，第一开关单元10、第二开关单元20和第三开关单元30中的开关为开关晶体管时，开关晶体管的开关特性相同。具体的，本公开实施例中所采用的晶体管可以为薄膜晶体管或场效应管或其他特性的相同器件，由于采用的晶体管的源极和漏极是对称的，所以其源极、漏极是没有区别的。为区分晶体管的源极和漏极，将其中一极称为第一极，另一极称为第二极，栅极称为控制极。按照晶体管的特性区分可以将晶体管分为N型和P型，当采用P型晶体管时，第一极为P型晶体管的源极，第二极为P型晶体管的漏极，栅极输入低电平信号时，源漏极导通；当采用N型晶体管时，第一极为N型晶体管的源极，第二极为N型晶体管的漏极，栅极输入高电平信号时，源漏极导通。
第二方面，本公开实施例还提供了一种电压调整电路，其包括上述实施例中任一项的振荡器1。本公开实施例中的电压调整电路，在应用上述实施例中的振荡器1后，可以对斜坡电压Vramp进行补偿，使得电路环路增益不随占空比、负载、开关频率的变化而发生改变，进而保证系统的稳定性，输出电压Vout的精度保持恒定；同时，误差放大器EA的输出电压Vout的范围在不同的占空比和负载条件下变化较小，无需对电压摆幅进行特殊考虑，使得电路环路的动态响应更快。
在一些实施例中，如图1所示，电压调整电路还包括采样反馈模块2、PWM调节模块3和电压转换模块4；其中，电压转换模块4，被配置为根据PWM调节模块3输出的脉冲信号P1和输入电压Vin，生成输出电压Vout；采样反馈模块2，被配置为对输出电压Vout进行采样以生成反馈电压Vfb，并根据反馈电压Vfb和基准电压Vref，生成控制电压Vc；PWM调节模块3，被配置为根据振荡器1输出的锯齿波信号和控制电压Vc，生成脉冲信号P1。
在一些实施例中，如图1所示，电压转换模块4包括电感L、功率开关管S1、二极管S2、负载电容Co和负载电阻Rload；电感L的第一端连接输入电压Vin端，电感L的第二端连接功率开关管S1的第二端和二极管S2的第一端，功率开关管S1的第一端连接第二参考电压端，功率开关管S1的控制极连接PWM调节模块3的第二端，二极管S2的第二端连接负载电容Co的第一端和负载电阻Rload的第一端。
在本公开实施例中，电压转换模块4实际为Boost升压电路，通过将输入能量的一部分存储到电感L中，之后通过功率开关管S1的导通和关断将能像传送到输出端，从而实现电压的转换。需要说明的是，本公开实施例中的功率开关管S1可以是N型管，第二参考电压端可以是相对于功率开关管S1的第二端所连接的节点电压较低的一端，第二参考电压端可以接地。
在一些实施例中，如图1所示，采样反馈模块2包括第一分压电阻Rf1、第二分压电阻Rf2、误差放大器EA；第一分压电阻Rf1的第一端连接二极管S2的第二端，第一分压电阻Rf1的第二端连接第二分压电阻Rf2的第一端和误差放大器EA的反相输入端，误差放大器EA的同相输入端连接基准电压Vref端，误差放大器EA的输出端连接PWM调节模块3的第一端。
在本公开实施例中，通过第一分压电阻Rf1和第二分压电阻Rf2，对输出电压Vout进行分压，且误差放大器EA的反相输入端输入采集到的反馈电压Vfb，误差放大器EA的同相输入端输入基准电压Vref，误差放大器EA将反馈电压Vfb和基准电压Vref的误差进行放大处理，并输出到PWM模块。
在一些实施例中，如图1所示，PWM调节模块3包括PWM调节器03；误差放大器EA的输出端连接PWM调节器03的同相输入端，PWM调节器03的反相输入端连接振荡器1，PWM调节器03的输出端连接功率开关管S1的控制端。
在本公开实施例中，电压调整电路中输出电压Vout与输入电压Vin、占空比、负载等均相关，可以通过采取一定的调制方式来调整占空比，进而达到稳定电路输出电压Vout的目的。本公开实施例中PWM调节器03的同相输入端输入控制电压Vc，PWM调节器03的反相输入端输入斜坡电压Vramp，PWM调节器03对控制电压Vc和斜坡电压Vramp进行比较，并输出具有一定占空比的脉冲信号P1，以对功率开关管S1的导通和关断进行控制。
在一些实施例中，如图1所示，电压调整电路还包括环路补偿模块5，以对电压调整电路的反馈回路进行补偿。在本公开实施例中的电压调整电路中，导致输出电压Vout不稳定的因素主要是输入电压Vin和输出负载的变化。例如，输出电压Vout震荡剧烈或者在一定的时间内无法回到额定输出电压Vout，这对系统来说都是致命的危害，所以要进行环路补偿，使其面对外界干扰时可以稳定输出。因此，总体来说，进行环路补偿有以下两个原因：一是希望输入和负载变化时，输出能快速回到稳定值；二是在系统在受到干扰后，能快速回到稳定值，并且超调值在可接受的范围内。
在一些实施例中，如图1所示，环路补偿模块5包括第一电阻R1、第二电阻R2、第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3；第一电阻R1的第一端连接误差放大器EA的输出端，第一电阻R1的第二端连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端连接误差放大器EA的反相输入端，第三电容C3的第一端连接误差放大器EA的输出端，第三电容C3的第二端连接误差放大器EA的反相输入端；第二电阻R2的第一端连接第一分压电阻Rf1的第一端，第二电阻R2的第二端连接第二电容C2的第一端，第二电容C2的第二端连接第一分压电阻Rf1的第二端。在本公开实施例中，通过采用双零点三极点补偿电路，对电路进行环路补偿；其中，零点在前极点在后可以提升更多相位，从而推高剪切频率，提高系统响应速率。
需要说明的是，本公开实施例中环路补偿模块5的结构包括但不仅限于第一电阻R1、第二电阻R2、第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3，可根据实际需求进行具体设置，本公开对此不做限制。
可以理解的是，以上实施方式仅仅是为了说明本公开的原理而采用的示例性实施方式，然而本公开并不局限于此。对于本领域内的普通技术人员而言，在不脱离本公开的精神和实质的情况下，可以做出各种变型和改进，这些变型和改进也视为本公开的保护范围。

Claims (11)

1.一种振荡器，其应用于电压调整电路的PWM调节模块中，用于为所述电压调整电路提供脉冲信号；所述电压调整电路，被配置为根据所述脉冲信号和输入电压，生成输出电压；其特征在于，所述振荡器包括控制单元和斜坡电压产生电路；其中，
所述斜坡电压产生电路包括M条并联的第一支路、N条并联的第二支路和第一开关单元；M和N均为大于或者等于2的整数；所述M条并联的第一支路和所述N条并联的第二支路串联，所述第一开关单元与所述N条并联的第二支路并联；任一所述第一支路上配置有串联的电流源和第二开关单元；任一所述第二支路上配置有串联的第三开关单元和调节电容；
所述第一开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第一控制信号，而选通其所在支路；所述第一控制信号与所述脉冲信号相反；
所述第二开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第二控制信号，而将其所在第一支路的所述电流源所生成的第一电流传输至各所述第二支路；所述第二控制信号为由所述控制单元根据时钟频率所生成的控制信号；
所述第三开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而选通其所在第二支路，通过所述第一电流为其所在第二支路的调节电容充电；所述第三控制信号为所述控制单元根据所述输入电压所生成的控制信号，所述第四控制信号为所述控制单元根据所述输出电压所生成的控制信号；或者，
所述第二开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第三控制信号和所述第四控制信号，而将其所在第一支路的所述电流源所生成的第一电流传输至各所述第二支路；
所述第三开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第二控制信号，而选通其所在第二支路，通过所述第一电流为其所在第二支路的调节电容充电。
2.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述第一开关单元包括第一开关，所述第一开关的第一端连接所述N条并联的第二支路的第一端，所述第一开关的第二端连接所述N条并联的第二支路的第二端。
3.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述第二开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第二控制信号，而将其所在第一支路的所述电流源所生成的第一电流传输至各所述第二支路时，所述第二开关单元包括第二开关；所述第三开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第三控制信号和第四控制信号，而选通其所在第二支路，通过所述第一电流为其所在第二支路的调节电容充电时，所述第三开关单元包括串联连接的第三开关和第四开关；其中，
所述第二开关的第一端连接所述电流源，所述第二开关的第二端连接所述第三开关的第一端，所述第三开关的第二端连接所述第四开关的第一端，所述第四开关的第二端连接所述调节电容的第一端，所述调节电容的第二端连接第一参考电压端。
4.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于，所述第二开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第三控制信号和所述第四控制信号，而将其所在第一支路的所述电流源所生成的第一电流传输至各所述第二支路时，所述第二开关单元包括串联连接的第三开关和第四开关；所述第三开关单元被配置为响应于所述控制单元输出的第二控制信号，而选通其所在第二支路，通过所述第一电流为其所在第二支路的调节电容充电时，所述第三开关单元包括第二开关；其中，
所述第三开关的第一端连接所述电流源，所述第三开关的第二端连接所述第四开关的第一端，所述第四开关的第二端连接所述第二开关的第一端，所述第二开关的第二端连接所述调节电容的第一端，所述调节电容的第二端连接第一参考电压端。
5.一种电压调整电路，其特征在于，包括如权利要求1-4中任一项所述的振荡器。
6.根据权利要求5所述的电压调整电路，其特征在于，还包括采样反馈模块、PWM调节模块和电压转换模块；
所述电压转换模块，被配置为根据所述PWM调节模块输出的脉冲信号和输入电压，生成输出电压；
所述采样反馈模块，被配置为对所述输出电压进行采样以生成反馈电压，并根据所述反馈电压和基准电压，生成控制电压；
所述PWM调节模块，被配置为根据所述振荡器输出的锯齿波信号和所述控制电压，生成所述脉冲信号。
7.根据权利要求6所述的电压调整电路，其特征在于，所述电压转换模块包括电感、功率开关管、二极管、负载电容和负载电阻；所述电感的第一端连接输入电压端，所述电感的第二端连接所述功率开关管的第二端和所述二极管的第一端，所述功率开关管的第一端连接第二参考电压端，所述功率开关管的控制极连接所述PWM调节模块的第二端，所述二极管的第二端连接所述负载电容的第一端和所述负载电阻的第一端。
8.根据权利要求7所述的电压调整电路，其特征在于，所述采样反馈模块包括第一分压电阻、第二分压电阻、误差放大器；所述第一分压电阻的第一端连接所述二极管的第二端，所述第一分压电阻的第二端连接所述第二分压电阻的第一端和所述误差放大器的反相输入端，所述误差放大器的同相输入端连接基准电压端，所述误差放大器的输出端连接所述PWM调节模块的第一端。
9.根据权利要求8所述的电压调整电路，其特征在于，所述PWM调节模块包括PWM调节器；所述误差放大器的输出端连接所述PWM调节器的同相输入端，所述PWM调节器的反相输入端连接所述振荡器，所述PWM调节器的输出端连接所述功率开关管的控制端。
10.根据权利要求8所述的电压调整电路，其特征在于，还包括环路补偿模块，以对所述电压调整电路的反馈回路进行补偿。
11.根据权利要求10所述的电压调整电路，其特征在于，所述环路补偿模块包括第一电阻、第二电阻、第一电容、第二电容和第三电容；所述第一电阻的第一端连接所述误差放大器的输出端，所述第一电阻的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端连接所述误差放大器的反相输入端，所述第三电容的第一端连接所述误差放大器的输出端，所述第三电容的第二端连接所述误差放大器的反相输入端；所述第二电阻的第一端连接所述第一分压电阻的第一端，所述第二电阻的第二端连接所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二端连接所述第一分压电阻的第二端。
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