CN116131637A - 一种低成本高效率交流到直流转换拓扑及转换方法 - Google Patents

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Abstract

本发明属于涉及开关电源领域，具体涉及了一种低成本高效率交流到直流转换拓扑及转换方法，旨在解决提高交流到直流的转化效率的问题。本发明包括：交流电源模块、采样及信号控制模块、负载输出模块、主开关模块和两个二极管；所述交流电源模块，提供初始交流电；采样及信号控制模块，基于初始交流电生成控制信号；主开关模块，根据所述控制信号进行导通或关断，并基于初始交流电生成功率调节信号；第一二极管和第二二极管，用于使电流定向导通确保采样及信号控制模块和主开关模块正常工作；负载输出模块，对功率调节信号滤波，生成直流电压，并根据功率调节信号生成最终直流电压。本发明可以有效提高交流到直流转化效率，并且具体可集成化的条件。

Description

一种低成本高效率交流到直流转换拓扑及转换方法
技术领域
本发明涉及开关电源领域，具体涉及了一种低成本高效率交流到直流转换拓扑及转换方法。
背景技术
近些年来随着各种物联网设备的迅速普及，以及对各种电力电子设备控制的需求，如何从交流电路中高效低成本地取出小功率低压直流电成为了现在的研究热点。
目前物联网设备采用两种解决方案，对于用电量较大的设备采用电源适配器来供电，成本高、体积大，其本质是AC-DC开关电源。这种AC-DC开关电源效果虽然较好，但是不利于电力电子设备的小型化与集成化。而对于用电量较小的设备则直接采用电池供电，电池废弃后对环境十分不友好。
早期传统的AC-DC开关电源的从交流到直流取电技术通过模拟电路实现。该模拟电路包括工频降压变压器、二极管整流器以及电容滤波器和电阻。输出电压主要取决于变压器的匝数比，电路的效率适中。然而，工频变压器所需要的磁性元件的尺寸和重量阻碍了这种解决方案在物联网设备和电力电子控制设备中的使用。
后续的非隔离方案首先将220V交流电源直接整流，整流后的脉动直流电压经电容滤波后接入串联调节器中。串联调节器使用双极性晶体管或功率场效应晶体管(Power-MOSFET)与稳压管组成电压跟随器。晶体管以射极跟随器或源极跟随器的形式连接,负载连接在射极或源极,稳压管连接在晶体管的基极或栅极。但是这种串联调节器的效率通常不会大于输入电压与输出电压的比值。
再往后的技术路线则是目前常使用的开关模式电源，前级与上述方案一致，仍首先将220V交流电源直接整流，整流后的脉动直流电压经电容滤波，但是后级并不连接串联调节器，而是连接目前成熟的DC-DC斩波电路方案，非隔离方案有buck-boost电路，cuk电路等方案，隔离方案则是正激电路或者反激电路。如今的电源适配器大多采用单端反激电路的方案，即隔离型的buck-boost电路。
无论是早期的传统方案还是整流后采用串联调节器的方案亦或是整流后采用DC-DC斩波电路的方案，均无法小型化甚至集成到具有其他功能的芯片上，有两点限制1.方案中涉及到磁性元件(电感，变压器)的，磁性元件体积大，没有集成到硅片上的可能性；2.不涉及到磁性元件的电路方案功率损耗大，对散热性能的要求导致无法集成。
发明内容
为了解决现有技术中的上述问题，即目前AC-DC开关电源由于磁性元件体积大或功率损耗大而难以集成化的问题，本发明提供了一种低成本高效率交流到直流转换拓扑：
所述转换拓扑包括：交流电源模块100、采样及信号控制模块200、负载输出模块300、主开关模块400、第一二极管501和第二二极管502；
所述交流电源模块100，用于提供初始交流电；
所述采样及信号控制模块200，基于所述初始交流电生成控制信号；
所述主开关模块400，根据所述控制信号进行导通或关断，并基于初始交流电生成功率调节信号；
第一二极管501和第二二极管502，用于使电流定向导通，确保所述采样及信号控制模块200和主开关模块400正常工作；
所述负载输出模块300，对所述功率调节信号进行滤波，生成待调节直流电压，并根据所述调节器与负载单元调节所述待调节直流电压，生成直流电压。
在一些优选的实施方式中，所述转换拓扑，其连接方式为：
交流电源模块100的第一端连接采样及信号控制模块200的第一端；交流电源模块100的第二端连接采样及信号控制模块200的第二端；
采样及信号控制模块200的第三端连接主开关模块400的第一端；采样及信号控制模块200的第四端连接负载输出模块300的第一端；
主开关模块400的第二端连接负载输出模块300的第二端；
第一二极管501的阳极与采样及信号控制模块200的第五端连接，第一二极管501的阴极与交流电源模块100的第一端连接；
第二二极管502的阳极与交流电源模块100的第二端连接，第二二极管502的阴极与主开关模块400的第三端连接。
在一些优选的实施方式中，所述采样及信号控制模块200，具体包括：
所述采样及信号控制模块200包括第一分压电阻2001、第二分压电阻2003、稳压电容2002和稳压装置2004；
在采样及信号控制模块200的第一端和采样及信号控制模块200的第二端之间，为依次连接的第一分压电阻2001、稳压电容2002、第二分压电阻2003；其中，稳压电容2002的正极连接第一分压电阻2001，稳压电容2002的负极连接第二分压电阻2003；
稳压电容2002的正极与第一分压电阻2001之间引出采样及信号控制模块200的第三端；稳压电容2002的负极与第二分压电阻2003之间为第一公共节点2005，第一公共节点2005分别引出采样及信号控制模块200的第四端和采样及信号控制模块200的第五端；
所述稳压装置2004连接在采样及信号控制模块200的第三端和第四端之间。
在一些优选的实施方式中，所述稳压装置2004包括稳压二极管20041。
在一些优选的实施方式中，所述主开关模块400，由开关MOSFET管4001构成；
开关MOSFET管4001的栅极连接主开关模块400的第一端；开关MOSFET管4001的源极连接主开关模块400的第二端；开关MOSFET管4001的漏极连接主开关模块400的第三端；
所述主开关模块400可通过功率场效应管MOSFET、绝缘栅双极型晶体管IGBT、结型场效应晶体管JEFT、功率双极性晶体管BJT或比较器中的一种实现。
在一些优选的实施方式中，所述负载输出模块300，包括：
负载电容3001和调节器与负载单元；
负载电容3001的正极连接负载输出模块200的第二端，负载电容3001的负极连接负载输出模块200的第一端；
所述调节器与负载单元并联在所述负载电容3001的两端。
在一些优选的实施方式中，所述负载输出模块300，还包括控制电压子模块；
所述控制电压子模块，用于当所述负载电容3001电压过限时，生成可关断主开关模块400的信号。
在一些优选的实施方式中，所述控制电压子模块，包括第一控制电压子模块结构，具体包括：
第三分压电阻3002、第四分压电阻3003和低电压MOSFET管3004；
第三分压电阻3002第一端连接所述负载电容3001的正极，第三分压电阻3002第二端连接第四分压电阻3003的第一端，第四分压电阻3003第二端连接负载电容3001的负极；
所述第三分压电阻3002第二端与所述第四分压电阻3003第一端之间的第二公共节点30021连接低电压MOSFET管3004的栅极；
低电压MOSFET管3004的漏极连接主开关模块400的第一端；
低电压MOSFET管3004的源极连接第四分压电阻3003第二端。
在一些优选的实施方式中，所述控制电压子模块，包括第二控制电压子模块结构，替换所述第一控制电压子模块结构；
所述第二控制电压子模块结构，包括第五分压电阻3005、第六分压电阻3006和三极管3007；
第五分压电阻3005第一端连接负载电容3001的正极，第五分压电阻3005第二端连接第六分压电阻3006的第一端，第六分压电阻3006第二端连接负载电容3001的负极；
所述第五分压电阻3005第二端与所述第六分压电阻3006第一端之间的第三公共节点30051与所述三极管3007的发射极连接；
三极管3007的基极连接负载电容3001的正极；
三极管3007的集电极连接主开关模块400的第一端。
在一些优选的实施方式中，所述控制电压子模块，包括第三控制电压子模块结构，替换所述第一控制电压子模块结构；
所述第三控制电压子模块结构包括第七分压电阻3008、第八分压电阻3009、控制MOSFET管30010和第三二极管30011；
所述第七分压电阻3008第一端连接负载电容3001的正极，第七分压电阻3008第二端连接第八分压电阻3009的第一端，第八分压电阻3009第二端连接负载电容3001的负极；
所述第七分压电阻3008与所述第八分压电阻3009之间为第四公共节点30081；
控制MOSFET管30010的栅极连接所述负载电容3001的正极；
控制MOSFET管30010的漏极连接主开关模块400的第一端；
控制MOSFET管30010的源极连接第三二极管30011的阳极；
第三二极管30011的阳极连接控制MOSFET管30010的源极，
第三二极管30011的阴极连接所述第四公共节点30081；所述第三二极管30011用于防止控制MOSFET管30010在交流电源100负半周时，通过第二分压电阻2003、负载电容3001、第七分压电阻3008、MOSFET管30010的反并联二极管、第一分压电阻2001构成的回路对负载电容3001进行放电。
本发明的另一方面，提出一种低成本高效率交流到直流转换方法，通过上述的低成本高效率交流到直流转换拓扑实施，所述转换方法包括：
获取初始交流电；
基于所述初始交流电生成控制信号；
功率晶体管根据所述控制信号进行导通或关断，并基于初始交流电生成功率调节信号；
对所述功率调节信号进行滤波，生成待调节直流电压，并通过调节器与负载单元调节所述待调节直流电压，生成直流电压。本发明的有益效果：
(1)本发明提出的电路结构仅通过一个MOSFET就实现了高效率的AC-DC变换，无需磁性元件和整流桥，且降低损耗，降低了电路成本的同时并具备了可集成化的和小型化的能力，电路中的所有元件及拓扑结构均可集成于一个芯片上。
(2)本发明通过负载电容为调节器与负载供电，降低了输入电阻的有效值，提高了交流电转直流电的转化效率。
(3)本发明的主开关模块中的开关MOSFET管在电路刚上电时处于关断状态，因此不会产生较大的冲击电流，省去了限流装置。
附图说明
通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本申请的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1是本发明实施例中低成本高效率交流到直流转换拓扑的原理示意图；
图2是现有技术中非隔离AC-DC变换器的电路图；
图3是现有技术中的典型的串联调节器电路的电路图；
图4是现有技术中限流保护电路的电路图；
图5是现有技术中的隔离电路采用单端反激电路的电路图；
图6是本发明实施例中低成本高效率交流到直流转换拓扑的结构示意图；
图7是本发明实施例中低成本高效率交流到直流转换拓扑采用了稳压二极管20041作为稳压装置的结构示意图；
图8是本发明实施例中低成本高效率交流到直流转换拓扑的分区结构示意图；
图9是本发明第二实施例中采用了第一控制电压子模块结构的电路图；
图10是本发明第三实施例中采用了第二控制电压子模块结构的电路图；
图11是本发明第四实施例中采用了第三控制电压子模块结构的电路图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。
本发明的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，如图1所示，包括交流电源模块100、采样及信号控制模块200、负载输出模块300、主开关模块400、第一二极管501和第二二极管502；
所述交流电源模块100，用于提供初始交流电；
所述采样及信号控制模块200，基于所述初始交流电生成控制信号；
所述主开关模块400，根据所述控制信号进行导通或关断，并基于初始交流电生成功率调节信号；
第一二极管501和第二二极管502，用于使电流定向导通，确保所述采样及信号控制模块200和主开关模块400正常工作；
所述负载输出模块300，对所述功率调节信号进行滤波，生成待调节直流电压，并根据所述调节器与负载单元调节所述待调节直流电压，生成直流电压。
现有技术中的交流到直流转换拓扑存在磁性元件，这些磁性元件阻碍了将AC-DC变换器可集成化的发展，在不需要磁性元件的现有技术AC-DC变换器中又存在转化效率低下的问题。
现有技术中的非隔离AC-DC变换器的如图2所示，非隔离AC-DC变换器包括交流电源101、全桥二极管102和滤波电容103。交流母线电压通过全桥二极管102不控整流，得到一个单方向脉动很大的全波直流电压，然后经过滤波电容103滤波，得到一个较为平滑的直流电压，再提供给后级电路的调节器与负载。这里脉动范围为0V——311V的全波直流电压直接加在滤波电容103两边滤波，因此大容量的电容器(在本实施例中，耐压400V，容值2000uF以上)才能满足需求。电容体积会随着耐压值和容值的增加而大幅增加，而本发明中的稳压电容2002为高压小电容，负载电容3001为低压大电容。降低了整个转换拓扑的空间。
现有技术中的典型的串联调节器电路如图3所示，典型的串联调节器电路包括电阻201，稳压管202，增强型场效应晶体管MOSFET203，负载电阻204，调节器电路在工作中由MOSFET 203动态调节，保持负载上的电压稳定在稳压管202稳压值VZ与MOSFET 203阈值电压VT的差值上，VZ-VT。现有的技术方案由图2和图3所示的电路共同组成，变换器效率为负载电压与交流电源有效值的比值。一般来说期望的负载电压为3.3V，5V，15V等低电压等级，而交流电源输入有效值为220V，效率十分低下，对散热的要求很高，无法有效的集成在各种物联网设备与电力电子设备的控制模块中。除此之外，在这种变换器方案中没有针对MOSFET203的限流措施，需要增加限流保护电路，增加了限流保护电路的电路图如图4所示，增加了电流采样电阻305与硅基双极性晶体管306来构成一个限流电路，当电流采样电阻305上的电压超过0.7V时，硅基双极性晶体管306将导通，降低MOSFET 303的栅源电压，降低输出电流，从而起到保护作用。
现有技术中的隔离电路采用单端反激电路，如图5所示，所述单端反激电路包括交流电源401、全桥二极管402、输入滤波电容403、高频变压器404、MOSFET 405、输出二极管406、输出电容407和负载电阻408；当MOSFET 405导通时，变压器404原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管406截止，变压器404储存能量，负载电阻408由输出电容407提供能量；当MOSFET 405截止时，变压器404原边电感感应电压反向，此时输出二极管406导通，变压器404中的能量经由输出二极管406向负载电阻408供电，同时对输出电容407充电，补充上一阶段损失的能量。
早期传统通过模拟电路实现的交流到直流取电技术，由于需要使用工频变压器，其成本和体积均不在小型化、集成化的接受范围内；整流后采用串联调节器的AC-DC取电技术由于串联调节器的输入电压和输出电压之间的差异越大，效率越低的特性，电路的损耗大，对散热性能的要求很高；单端反激电路虽然是目前小体积AC-DC开关电源的常用解决方案，但是由于其中高频变压器的存在，体积仍然不足以集成在各种物联网设备和电力电子控制设备中。串联调节器的输入电压和输出电压之间的差异越大,效率越低，故如何提高串联调节器的效率是改进非隔离方案的关键。
而本发明提出的低成本高效率交流到直流转换拓扑，仅使用一个功率晶体管便可以实现从交流到直流取电的电路拓扑结构，有效降低了后级串联调节器输入电压有效值，提高了电路效率。
为了更清晰地对本发明低成本高效率交流到直流转换拓扑进行说明，下面结合图1和图6对本发明实施例中电路结构展开详述。
本发明第一实施例的低成本高效率交流到直流转换拓扑，包括：交流电源模块100、采样及信号控制模块200、负载输出模块300、主开关模块400、第一二极管501和第二二极管502；
所述交流电源模块100，用于提供初始交流电；
所述采样及信号控制模块200，基于所述初始交流电生成控制信号；
所述主开关模块400，根据所述控制信号进行导通或关断，并基于初始交流电生成功率调节信号；
第一二极管501和第二二极管502，用于使电流定向导通，确保所述采样及信号控制模块200和主开关模块400正常工作；
所述负载输出模块300，对所述功率调节信号进行滤波，生成待调节直流电压，并根据所述调节器与负载单元调节所述待调节直流电压，生成直流电压。
在本实施例中，所述转换拓扑，其连接方式为：
交流电源模块100的第一端连接采样及信号控制模块200的第一端；交流电源模块100的第二端连接采样及信号控制模块200的第二端。
采样及信号控制模块200的第三端连接主开关模块400的第一端；采样及信号控制模块200的第四端连接负载输出模块300的第一端。
在本实施例中，所述采样及信号控制模块200，具体包括：
所述采样及信号控制模块200包括第一分压电阻2001、第二分压电阻2003、稳压电容2002和稳压装置2004；
在采样及信号控制模块200的第一端和采样及信号控制模块200的第二端之间，为依次连接的第一分压电阻2001、稳压电容2002和第二分压电阻2003；其中，稳压电容2002的正极连接第一分压电阻2001，稳压电容2002的负极连接第二分压电阻2003；
稳压电容2002的正极与第一分压电阻2001之间引出采样及信号控制模块200的第三端；稳压电容2002的负极与第二分压电阻2003之间为第一公共节点2005，第一公共节点2005分别引出采样及信号控制模块200的第四端和采样及信号控制模块200的第五端；
所述稳压装置2004连接在采样及信号控制模块200的第三端和第四端之间。
本实施例中，所述稳压装置2004包括稳压二极管20041。
主开关模块400的第二端连接负载输出模块300的第二端。
在本实施例中，所述主开关模块400，包括：
由开关MOSFET管4001构成；
开关MOSFET管4001的栅极连接主开关模块400的第一端；开关MOSFET管4001的源极连接主开关模块400的第二端；开关MOSFET管4001的漏极连接主开关模块400的第三端。所述开关MSFET管(4001)可通过绝缘栅双极型晶体管IGBT、结型场效应晶体管JEFT、功率双极性晶体管BJT或比较器中的一种实现。
第一二极管501的阳极与采样及信号控制模块200的第五端连接，第一二极管501的阴极与交流电源模块100的第一端连接；第二二极管502的阳极与交流电源模块100的第二端连接，第二二极管502的阴极与主开关模块400的第三端连接。
在本实施例中，所述负载输出模块300，包括：
负载电容3001和调节器与负载单元；本实施例的调节器与负载单元采用现有技术的典型串联调节电路实现，如图3所示；
负载电容3001的正极连接负载输出模块200的第二端，负载电容3001的负极连接负载输出模块200的第一端；
所述调节器与负载单元并联在所述负载电容3001的两端。
本实施例主要利用功率晶体管的关断能力，在电压高于所设定的转换电压时，将负载电容3001从交流电源中断开的，从而大幅降低串联调节器输入电压有效值。
以图6、图7和图8为例，本发明第一实施例的工作原理为：
交流电源模块100，用于提供初始交流电，当初始交流电处于正半周时：
第一二极管501和第二二极管502均截止，电流通过采样及信号控制模块200中的第一分压电阻2001与第二分压电阻2003向稳压电容2002充电；当稳压电容2002的电压大于稳压装置2004或稳压二极管200041的稳压值时，稳压装置2004或稳压二极管200041导通，将稳压电容2002两端的电压通过开关MOSFET管4001的栅极到输出负载电容3001负端的电压总和箝位到稳压二极管20041的稳压值；设置第一分压电阻2001、稳压电容2002和第二分压电阻2003的大小及稳压二极管20041的稳压值，使交流电源模块100的电压波形处于交流电源正半周结束前的d时刻，使开关MOSFET管4001满足导通条件，为交流交流电源模块100的电压波形进入负半周做好准备，即负半周的电压直接为负载电容3001供电；d时刻取决于稳压管的稳压值，表示交流电源模块100的电压低于稳压值的时间段。整个交流电源100的电压波形处于正半周的过程中，调节器与负载由负载电容3001供电，故负载电容3001应为具有一定容量的低压大电容，具体数值取决于调节器与负载稳压需求。
在本实施例中，第一分压电阻2001和第二分压电阻2003均选用几十千欧姆甚至上百千欧姆的大电阻，起到降低待机损耗的作用，稳压电容2002为纳法级高压小电容，加速系统的动态过程，减少开关MOSFET管4001的开关损耗；虽然在交流电源100的电压波形处于正半周结束之前的d时刻内，交流电源100的电压低于稳压装置2004的稳压值，会造成稳压电容2002的部分放电，但是放电时间很短，仍能维持开关MOSFET管4001的导通条件——栅源电压大于阈值电压。t1时间的具体长短由元器件本身的特性决定。
当初始交流电处于负半周时：
第一二极管501与第二二极管502均导通，电流首先会通过交流电源100；
在第二二极管502、开关MOSFET管4001、负载电容3001、第一二极管501和交流电源100所构成的回路中，交流电源100向负载电容3001充电；负载电容3001的电压的上升导致开关MOSFET管4001的栅源电压逐渐下降，直至开关MOSFET管关断；同时伴随着稳压电容2002的放电过程。由于稳压电容2002、开关MOSFET管4001的栅源电容与负载电容3001相比要小得多，故负载电容3001两端的电压起主导作用，当开关MOSFET管4001的栅源电压小于阈值电压关断时，第二二极管502截止，稳压电容2002通过交流电源100、第二分压电阻2003、稳压电容2002、第一分压电阻2001、交流电源100所构成的回路放电，并反向充电至第一二极管501的导通(硅基二极管导通电压为0.7V左右)后，电流路径变为交流电源100、第二分压电阻2003、第一二极管501、交流电源100所构成的回路并将能量消耗在分压第二分压电阻2003上，故第二分压电阻2003应该尽可能大以保证电路的效率，这是由于分压电阻越大时，流过该电阻的电流就越小，当外部的交流电源无法改变时，电流越小则电流在该电阻上的损耗也就越小，因此效率越高。
本发明的第二实施例，提供一种在负载输出模块300中添加控制电压子模块的交流到直流转换拓扑；
所述控制电压子模块，用于当所述负载电容3001电压过限时，生成可关断主开关模块400的信号。
在本实施例中，所述控制电压子模块，包括第一控制电压子模块结构，如图9所示，具体包括：
第三分压电阻3002、第四分压电阻3003和低电压MOSFET管3004；
第三分压电阻3002第一端连接所述负载电容3001的正极，第三分压电阻3002第二端连接第四分压电阻3003的第一端，第四分压电阻3003第二端连接负载电容3001的负极；
所述第三分压电阻3002第二端与所述第四分压电阻3003第一端之间的第二公共节点30021连接低电压MOSFET管3004的栅极；
低电压MOSFET管3004的漏极连接主开关模块400的第一端；
低电压MOSFET管3004的源极连接第四分压电阻3003第二端。
第一控制电压子模块的工作原理为：
当负载电容3001电压过限时，第四分压电阻3003上的压降超过低电压MOSFET管3004的阈值电压，使低电压MOSFET管3004导通，迫使开关MOSFET4001关断，从而达到防止负载电容电压过充或控制负载电容电压的目的。
本发明的第三实施例，提供一种以第二控制电压子模块结构，替换第二实施例中第一控制电压子模块结构的交流到直流转换拓扑；
所述第二控制电压子模块结构，如图10所示，包括第五分压电阻3005、第六分压电阻3006和三极管3007；
第五分压电阻3005第一端连接负载电容3001的正极，第五分压电阻3005第二端连接第六分压电阻3006的第一端，第六分压电阻3006第二端连接负载电容3001的负极；
所述第五分压电阻3005第二端与所述第六分压电阻3006第一端之间的第三公共节点30051与所述三极管3007的发射极连接；
三极管3007的基极连接负载电容3001的正极；
三极管3007的集电极连接主开关模块400的第一端。
第二控制电压子模块的工作原理为：
仅当负载电容3001电压过限时，第五分压电阻3005上的压降超过0.7V时(假设功率晶体管4001为硅基器件)，使三极管3007导通，迫使开关MOSFET 4001关断，从而达到防止负载电容电压过充或控制负载电容电压的目的。
本发明的第四实施例，提供一种以第三控制电压子模块结构，替换第二实施例中所述第一控制电压子模块结构的交流到直流转换拓扑；
所述第三控制电压子模块结构，如图11所示，包括第七分压电阻3008、第八分压电阻3009、控制MOSFET管30010和第三二极管30011；
所述第七分压电阻3008第一端连接负载电容3001的正极，第七分压电阻3008第二端连接第八分压电阻3009的第一端，第八分压电阻3009第二端连接负载电容3001的负极；
所述第七分压电阻3008与所述第八分压电阻3009之间为第四公共节点30081；
控制MOSFET管30010的栅极连接所述负载电容3001的正极；
控制MOSFET管30010的漏极连接主开关模块400的第一端；
控制MOSFET管30010的源极连接第三二极管30011的阳极；
第三二极管30011的阳极连接控制MOSFET管30010的源极，
第三二极管30011的阴极连接所述第四公共节点30081；所述第三二极管30011用于防止控制MOSFET管30010在交流电源100负半周时，通过第二分压电阻2003、负载电容3001、第七分压电阻3008、MOSFET管30010的反并联二极管、第一分压电阻2001构成的回路对负载电容3001进行放电。
第三控制电压子模块的工作原理为：
仅当负载电容3001电压过限时，第七分压电阻3008上的压降超过控制MOSFET30010的阈值电压时，使控制MOSFET30010导通，迫使开关MOSFET4001关断，从而达到防止负载电容电压过充或控制负载电容电压的目的。第三二极管30011的作用是防止控制MOSFET30010的反并联二极管在交流电源负半周时给负载电容3001放电。
本发明的第五实施例，提供一种低成本高效率交流到直流转换方法，通过上述的低成本高效率交流到直流转换拓扑实施；
所述转换方法包括：
获取初始交流电；
基于所述初始交流电生成控制信号；
功率晶体管根据所述控制信号进行导通或关断，并基于初始交流电生成功率调节信号；
对所述功率调节信号进行滤波，生成待调节直流电压，并通过调节器与负载单元调节所述待调节直流电压，生成直流电压。术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不是用于描述或表示特定的顺序或先后次序。
术语“包括”或者任何其它类似用语旨在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备/装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括这些过程、方法、物品或者设备/装置所固有的要素。
至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征做出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述转换拓扑包括：交流电源模块(100)、采样及信号控制模块(200)、负载输出模块(300)、主开关模块(400)、第一二极管(501)和第二二极管(502)；
所述交流电源模块(100)，用于提供初始交流电；
所述采样及信号控制模块(200)，基于所述初始交流电生成控制信号；
所述主开关模块(400)，根据所述控制信号进行导通或关断，并基于初始交流电生成功率调节信号；
第一二极管(501)和第二二极管(502)，用于使电流定向导通，确保所述采样及信号控制模块(200)和主开关模块(400)正常工作；
所述负载输出模块(300)，对所述功率调节信号进行滤波，生成待调节直流电压，并根据所述调节器与负载单元调节所述待调节直流电压，生成直流电压。
2.根据权利要求1所述的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述转换拓扑，其连接方式为：
交流电源模块(100)的第一端连接采样及信号控制模块(200)的第一端；交流电源模块(100)的第二端连接采样及信号控制模块(200)的第二端；
采样及信号控制模块(200)的第三端连接主开关模块(400)的第一端；采样及信号控制模块(200)的第四端连接负载输出模块(300)的第一端；
主开关模块(400)的第二端连接负载输出模块(300)的第二端；
第一二极管(501)的阳极与采样及信号控制模块(200)的第五端连接，第一二极管(501)的阴极与交流电源模块(100)的第一端连接；
第二二极管(502)的阳极与交流电源模块(100)的第二端连接，第二二极管(502)的阴极与主开关模块(400)的第三端连接。
3.根据权利要求2所述的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述采样及信号控制模块(200)，具体包括：
所述采样及信号控制模块(200)包括第一分压电阻(2001)、第二分压电阻(2003)、稳压电容(2002)和稳压装置(2004)；
在采样及信号控制模块(200)的第一端和采样及信号控制模块(200)的第二端之间，为依次连接的第一分压电阻(2001)、稳压电容(2002)和第二分压电阻(2003)；其中，稳压电容(2002)的正极连接第一分压电阻(2001)，稳压电容(2002)的负极连接第二分压电阻(2003)；
稳压电容(2002)的正极与第一分压电阻(2001)之间引出采样及信号控制模块(200)的第三端；稳压电容(2002)的负极与第二分压电阻(2003)之间为第一公共节点(2005)，第一公共节点(2005)分别引出采样及信号控制模块(200)的第四端和采样及信号控制模块(200)的第五端；
所述稳压装置(2004)连接在采样及信号控制模块(200)的第三端和第四端之间；
所述稳压装置(2004)为稳压二极管(20041)。
4.根据权利要求2所述的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述主开关模块(400)，由开关MOSFET管(4001)构成；
开关MOSFET管(4001)的栅极连接主开关模块(400)的第一端；开关MOSFET管(4001)的源极连接主开关模块(400)的第二端；开关MOSFET管(4001)的漏极连接主开关模块(400)的第三端；
所述主开关模块(400)可通过绝缘栅双极型晶体管IGBT、结型场效应晶体管JEFT、功率双极性晶体管BJT或比较器中的一种实现。
5.根据权利要求2所述的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述负载输出模块(300)，包括：
负载电容(3001)和调节器与负载单元；
负载电容(3001)的正极连接负载输出模块(200)的第二端，负载电容(3001)的负极连接负载输出模块(200)的第一端；
所述调节器与负载单元并联在所述负载电容(3001)的两端。
6.根据权利要求5所述的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述负载输出模块(300)，还包括控制电压子模块；
所述控制电压子模块，用于当所述负载电容(3001)电压过限时，生成可关断主开关模块(400)的信号。
7.根据权利要求6所述的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述控制电压子模块，包括第一控制电压子模块结构，具体包括：
第三分压电阻(3002)、第四分压电阻(3003)和低电压MOSFET管(3004)；
第三分压电阻(3002)第一端连接所述负载电容(3001)的正极，第三分压电阻(3002)第二端连接第四分压电阻(3003)的第一端，第四分压电阻(3003)第二端连接负载电容(3001)的负极；
所述第三分压电阻(3002)第二端与所述第四分压电阻(3003)第一端之间的第二公共节点(30021)连接低电压MOSFET管(3004)的栅极；
低电压MOSFET管(3004)的漏极连接主开关模块(400)的第一端；
低电压MOSFET管(3004)的源极连接第四分压电阻(3003)第二端。
8.根据权利要求7所述的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述控制电压子模块，包括第二控制电压子模块结构，替换所述第一控制电压子模块结构；
所述第二控制电压子模块结构，包括第五分压电阻(3005)、第六分压电阻(3006)和三极管(3007)；
第五分压电阻(3005)第一端连接负载电容(3001)的正极，第五分压电阻(3005)第二端连接第六分压电阻(3006)的第一端，第六分压电阻(3006)第二端连接负载电容(3001)的负极；
所述第五分压电阻(3005)第二端与所述第六分压电阻(3006)第一端之间的第三公共节点(30051)与所述三极管(3007)的发射极连接；
三极管(3007)的基极连接负载电容(3001)的正极；
三极管(3007)的集电极连接主开关模块(400)的第一端。
9.根据权利要求7所述的一种低成本高效率交流到直流转换拓扑，其特征在于，所述控制电压子模块，包括第三控制电压子模块结构，替换所述第一控制电压子模块结构；
所述第三控制电压子模块结构包括第七分压电阻(3008)、第八分压电阻(3009)、控制MOSFET管(30010)和第三二极管(30011)；
所述第七分压电阻(3008)第一端连接负载电容(3001)的正极，第七分压电阻(3008)第二端连接第八分压电阻(3009)的第一端，第八分压电阻(3009)第二端连接负载电容(3001)的负极；
所述第七分压电阻(3008)与所述第八分压电阻(3009)之间为第四公共节点(30081)；
控制MOSFET管(30010)的栅极连接所述负载电容(3001)的正极；
控制MOSFET管(30010)的漏极连接主开关模块(400)的第一端；
控制MOSFET管(30010)的源极连接第三二极管(30011)的正极；
第三二极管(30011)的阳极连接控制MOSFET管(30010)的源极，
第三二极管(30011)的阴极连接所述第四公共节点(30081)；所述第三二极管(30011)用于防止控制MOSFET管(30010)在交流电源(100)负半周时，通过第二分压电阻(2003)、负载电容(3001)、第七分压电阻(3008)、MOSFET管(30010)的反并联二极管、第一分压电阻(2001)构成的回路对负载电容(3001)进行放电。
10.一种低成本高效率交流到直流转换方法，其特征在于，所述转换方法，通过如权利要求1-9所述的低成本高效率交流到直流转换拓扑实施，所述转换方法包括：
获取初始交流电；
基于所述初始交流电生成控制信号；
功率晶体管根据所述控制信号进行导通或关断，并基于初始交流电生成功率调节信号；
对所述功率调节信号进行滤波，生成待调节直流电压，并通过调节器与负载单元调节所述待调节直流电压，生成直流电压。
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