CN116088627A - 面向深亚微米的全cmos器件、高电源抑制、分辨率可配置的片内温度监测电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、分辨率可配置的片内温度监测电路，由双NMOS传感单元、电压转电流电路、电流控制振荡器和可配置计数器组成。双NMOS传感单元利用场效应管的亚阈值漏电提供线性的温度转电压表现。后级接到的电压转电流电路采用了跨级的密勒补偿结构，其中的跨导放大器为折叠共源共栅类型，引入了无零点的密勒补偿避免了电源抑制频响的零点，带来高电源抑制特性。所产生电流连接至电流控制振荡器，其具有较高的电流至频率转换效率。所述频率连接至位数可调计数器，最终得到输出分辨率可配置的温度码值。全CMOS设计能够兼容现代处理器的工艺，电压转电流电路的高电源抑制设计。

Description

面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、分辨率可配置的片内温度监测电路

技术领域

本发明属于低功耗微处理器领域，尤其涉及面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、分辨率可配置的片内温度监测电路。

背景技术

低功耗单片微处理器系统(SoC)已经成为各领域重要的计算和控制手段，SoC的运算速度受到PVT(Process-Voltage-Temperature)的严重影响，由于SoC应用的单板系统体积越来越小，为了续航通常会缩减散热系统的规模，此时在温度成为了制约运算速度的最大瓶颈，为了能够准确获取片内的温度、动态地调控片内的运算速度，微系统中低功耗温度传感电路的设计得到广泛的研究。

片内温度得依赖某种与绝对温度敏感的电子器件才能转换为电压或电流，在传统领域中，定制的电阻器件或BJT三极管被大量运用于温度传感器的设计中，然而随着工艺节点的推进，这些特殊器件很难被制造工艺所兼容，在如28nm等的深亚微米工艺中，BJT的电流放大倍数从数百下降到不足十，兼容的电阻材质越来越少，业界需要一种全CMOS的、不需长器件的低功耗温度敏感电路。全CMOS类型的常见温敏电路，业界中有基于反相器的环形振荡器，这种可以做到较高的报点率，但功耗和输出码值噪声都较大，另还有使用动态阈值MOS管的电路，能够在硅后进行器件的修调，获得更高的线性度，但这种方式难以运用在越来越小的工艺节点中。另外在温度传感器领域，有大量利用各种拓扑结构把晶体管偏置在深亚阈值区来获取高PVT敏感性，同时把电路的带宽和速度降低到数十赫兹获得纳瓦级别的功耗，但温度至码值的转换速度低至秒级，这首先无法满足动辄数百瓦的大规模运算电路中的温升监测，使得温升的过程中运算模块“低估”了当前的温度，时序余量迅速降低到负值，出现了时序违例造成运算出错；其次，低放大器带宽使电源抑制比衰减地极快，尤其是大范围运用的密勒补偿二阶放大器，引入的密勒零点将电源干扰以20dB每十倍频的幅度放大，难以适应普遍运用了DVFS(动态电压频率调节)的现代SoC中复杂的电源环境。

除了与绝对温度相关的电路，为了差分地抵消全局工艺偏差和全局电压波动的影响，还需要一种对称的、与绝对温度无关的温度无感电路，它们产生的电压经过差分的模拟转数字模块后，即可生成与温度相应的数字代码。目前业界中使用最多的温度无感电路是基于双极结型晶体管(BJT)的带隙基准电路，然而该电路用到了上百微瓦的功耗和工艺不友好的双极结型晶体管(BJT)器件，这在先进节点的低功耗SoC中越来越难应用。

因此，如何兼容先进的工艺节点中越来越苛刻的设计规则以及SoC中愈发复杂的工作环境，设计在微型系统中适用的低功耗高分辨率温度监测电路仍是一个需要被关注的问题。

发明内容

本发明目的在于提供一种面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、分辨率可配置的片内温度监测电路,以解决如何兼容先进的工艺节点中越来越苛刻的设计规则以及SoC中愈发复杂的工作环境，设计在微型系统中适用的低功耗高分辨率温度监测电路的技术问题。

为解决上述技术问题，本发明的具体技术方案如下：

一种面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、精度分辨率可配置的片内温度监测电路，由一个正温度系数双NMOS传感单元、一个零温度系数双NMOS传感单元、对称的两个电压转电流电路以及对称的两个电流控制振荡器、一个位数可调的正温计数器、一个位数可调的基准计数器、控制模块和控制总线组成；

正温度系数双NMOS传感单元的输出连接到电压转电流电路，电压转电流电路的输出连接到电流控制振荡器，电流控制振荡器的最后一级输出连接到位数可调的正温计数器；对应的，零温度系数双NMOS传感单元的输出连接到另一个电压转电流电路，该电压转电流电路的输出连接到另一个电流控制振荡器，电流控制振荡器的最后一级输出连接到基准计数器；最后，控制模块的输入连接到片内的SPI总线，控制模块的输出连接到控制总线，控制总线连接到两个电流控制振荡器、位数可调的正温计数器和位数可调的基准计数器；

从信号流向的起点，正温度系数双NMOS传感单元产生了具有每摄氏度引起电压变化的正温度系数电压,零温度系数双NMOS传感单元产生了在监测温度范围内零温度系数的基准电压；正温度系数电压和零温度系数的基准电压被对称的两个电压转电流电路转换为电流，两个电流以栅极电压的形式作用到两个电流控制振荡器中，转换为两个频率与电流相关的方波，然后分别通过一个位数可调的正温计数器和一个位数可调的基准计数器将两频率之比转换为数字码值，协同控制模块和控制总线实现片内分辨率可配置，完成温度监测功能；

控制模块对电流控制振荡器和计数器进使能控制，能够根据SPI传入的数据进行动态配置，降低长时功耗。

进一步的，正温度系数双NMOS传感单元和零温度系数双NMOS传感单元均由两个相同类型的N型金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET组成；

正温度系数双NMOS传感单元和零温度系数双NMOS传感单元输出端与两个NMOS的栅极相连，在常用供电电压下，NMOS均工作在亚阈值区；通过调整NMOS尺寸改变输出电压的温度相关性，即分别输出全监测温度范围内的正温度系数电压与零温度系数电压。

进一步的，电压转电流电路由一个双输入、单输出的折叠共源共栅放大器以及两个调整PMOS管、多晶硅电阻R、密勒补偿电容C_fb、接成二极管连接的NMOS管组成；所述折叠共源共栅放大器的输出连接到两个调整PMOS管，其中一个调整PMOS管的漏级连接到多晶硅电阻R，而另一个调整PMOS管的漏级连接到NMOS管；多晶硅电阻R将电压根据欧姆定律转换为电流，上述的二极管连接的NMOS将该电流按照MOS管的电压对电流特性V＝f(I)转换为电压，所述的调整PMOS管和二极管连接的NMOS管栅极作为电压转电流电路的输出；

电流控制振荡器中的每一级振荡单元中传输门的NMOS管和PMOS管的源级接到一起再接到本级反相器的输出；当某一级反相器的输出为电源电压时，所连接的传输门PMOS源级为电源电压，PMOS栅极与电压转电流电路中调整PMOS管的栅极电位相同，组成PMOS电流镜结构实现电流的复制；而某一级反相器的输出为地电位时，所连接的传输门NMOS源级为地电位，NMOS栅极与电压转电流电路中二极管连接的NMOS管的栅极电位相同，组成NMOS电流镜结构实现电流的复制；故电流控制振荡器是电流控制的；

电压转电流电路的输入为正温度系数双NMOS传感单元和零温度系数双NMOS传感单元的输出，在输出级通过二极管连接的MOS管将电流信号转换为电压信号作用在电流控制振荡器上，二极管连接的MOS管和振荡器中每一级振荡单元中传输门的MOS管形成电流镜结构，从而控制振荡器的频率；其中折叠共源共栅放大器通过密勒补偿电容C_fb提高电路稳定性并有利于实现温度监测电路的高电源抑制比特性。

进一步的，片上电流控制振荡器由一个与门、一个传输门和N级振荡单元串联组成，N代表振荡单元的数量，其中每一级振荡单元都由一个反相器和一个传输门串联组成，其中一级振荡单元中传输门的输出作为电流控制振荡器的输出；

电流控制振荡器输出方波频率实质上由传感单元输出电压决定，电流控制振荡器中每一级振荡单元内的传输门的NMOS和PMOS栅极均接到电压转电流电路中NMOS管的栅极，从而构成电流镜结构，实现电流控制振荡器频率受电流控制；将与绝对温度成正比PTAT的电流和与绝对温度不相关的基准REF电流输入到电流控制振荡器中，两个电流控制振荡器分别产生PTAT频率和REF频率，即可作为后置计数器的时钟输入，最终产生温度相关的数字输出。

进一步的，片上位数可调的正温计数器、一个位数可调的基准计数器，协同控制模块和控制总线实现片内分辨率可配置；

基准计数器的溢出值被片内的信号总线设置为2ⁿ，n为基准计数器的位数，位数可调，基准计数器溢出后将暂停两个电流控制振荡器，此时正温计数器的计数值即为两频率之比乘以基准计数器的溢出值，通过不同的基准计数器溢出值，每个码值代表的温度分辨率和转换速度根据不同的使用场景动态调整。

本发明的一种面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、分辨率可配置的片内温度监测电路，具有以下优点：

本发明在面向超宽电压工作范围时，由于电源电压频繁变化下输出温度码值受到的影响更大，比起传统的温度监测电路，本发明利用高电源抑制的电压转电流电路提高了抑制电源变化的能力，并用双NMOS传感结构使本发明具有较高线性度，再使用了可配置的计数器和电流控制振荡器具有可配置且较高的分辨率，以便尽可能靠近运算核心并准确捕捉运算核心的温度情况。

附图说明

图1为本发明的温度监测电路结构图

图2为本发明的温度监测电路在SoC中的应用示意图

图3为本发明的温度监测电路控制逻辑示意图

图4为本发明的温度敏感单元的电压随温度变化示意图

图5为本发明的正温度系数双NMOS传感单元的电路原理图、版图布局示意图和实际版图设计

图6为本发明的零温度系数双NMOS传感单元的电路原理图、版图布局示意图和实际版图设计

图7为本发明的高电源抑制电压转电流电路原理图

图8为本发明的电压转电流电路的电源干扰作用到输出电流上的示意图

图9为本发明的电流控制振荡器的电路原理图

图10为本发明的仿真结果。

具体实施方式

为了更好地了解本发明的目的、结构及功能，下面结合附图，对本发明一种面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、分辨率可配置的片内温度监测电路做进一步详细的描述。

本发明由双NMOS传感单元、高电源抑制的电压转电流电路、电流控制振荡器、可配置的计数器组成。2T CMOS传感单元具有高工艺兼容性，晶体管尺寸达到30纳米时也体现出很好的线性度。电压转电流电路采用了跨级的密勒补偿结构，跨导放大器采用了折叠共源共栅类型，能够提供无零点的密勒补偿，一方面折叠共源共栅结构提供了高带宽，另一方面无零点的密勒补偿避免了电源抑制的零点，带来高电源抑制特性。对称的电流控制振荡器，电流至频率的转换效率高，单位能耗低，系统协同位数可调计数器输出分辨率可配置的温度码值。全CMOS设计能够兼容现代处理器的工艺，电压转电流电路的高电源抑制设计，能够配置在大型单片系统中距离运算核心尽可能近的位置，不需要额外的电源供电，使传感得到的温度更接近运算核心内部。分辨率可配置设计，能够根据应用场景自由配置分辨率和转换时间，实现在高速运算时高速、低分辨率采样以更好跟踪温升情况，而在需要高分辨率温度数据时，增加转换时间来提高分辨率。

图1所示的零温度系数单元通过电压转电流电路和振荡器转换为一个基准频率，该基准频率在本设计中的典型值为800KHz，位数可调的基准计数器溢出值可以被选择为2048、4096和8191，所以计数器计满溢出的时间分别为2.56毫秒、5.12毫秒和10.24毫秒。当溢出信号发生后，控制电路将暂停正温计数器和振荡器，此时正温计数器的码值定格在溢出的瞬间。定义基准频率为f1，正温度频率为f2，基准计数器的溢出值为D，可得到此时的正温计数器码值为D*f2/f1，这个比值操作抵消了全局制程和电压造成的绝对偏差，而相对偏差能被控制到1％以内。正温计数器的位数为16位，最大可输出65535码值。

图1所示的控制电路一方面向片内的SPI总线接收控制数据和控制地址，本设计中具有3个SPI地址，分别是两个校准数据写入地址和一个配置地址，如图3所示，当校准地址出现在控制地址总线上时，控制模块会在下一个全局时钟上升沿到来时抓取控制数据总线的值，然后存放在控制模块内的寄存器中，由于正温计数器的位数为16位，所以需要从片内总线上提取两次。配置地址有效时，会从SPI数据总线上提取基准计数器的溢出值，配置数据的最高位作为传感器的使能信号，使能信号为高时，模块内控制使能拉高，开始转换。

图2展示了本设计温度监测电路应用在SoC芯片内的场景，由于设计已经考虑了不稳定的电源，并做了电源抑制的措施，所以监测电路可直接放置在与运算核心相同的电源网络中，这能使得读出的温度更接近运算核心中逻辑门的实际温度，充分降低了传统温度传感器由于摆放位置与数字模块相隔距离远造成的温差。

图4展示了正温度系数传感单元和零温度系数传感单元的输出电压随着温度的变化，其中Vsense为正温度系数传感单元的电压输出，而Vref为零温度系数传感单元的电压输出，在整个-50摄氏度到150摄氏度的温度空间内，Vref的温度变化幅度约为万分之一，而Vsense在温度空间内以每摄氏度0.5毫伏的幅度线性变化。其中Vref在27度的典型值为0.25伏，Vsense在27度的典型值为0.28伏。

图5和图6展示了正温度系数传感单元和零温度系数传感单元的电路原理图、版图布局示意图和实际版图设计，电路原理图中详细的展示了晶体管的尺寸，本设计证明了该传感单元在30纳米工艺下也具有较好的温度——电压线性度以及温度——电压变化范围。版图设计中，本设计将两晶体管放置在同一个P阱中，让工艺的局部偏差均匀地作用在上管和下管，由于输出电压是两管工艺参数之比，所以相同的偏移幅度会被比值运算所抵消。从物理原理上，由于本设计的温度传感单元均工作在亚阈值区，依靠漏电来传感温度，如需对温度敏感，则需要较小的晶体管长度L，假设温度上升，少子会更容易从漏级穿越衬底到达栅极，从而引起漏级电压的变化，在图5中可以看出中心的上管每个叉指的长都极小，仅为35纳米，在制造中再经过微缩后将变为31.5纳米，此时对温度的敏感性会更强；在正温度系数传感单元中下管的机理是调整Vsense电压的直流点，即处在某一温度下的电位。对于零温度系数传感单元，则需要较大的晶体管长度来实现不敏感的温度特性，考虑到工艺的限制，本零温度系数传感单元的下管宽度仅需要400纳米，同时仿真发现随着不同工艺的迁移，这个尺寸继续缩小也不会对温度特性造成可观的影响。

如图5和图6所示的2-Transistor(2T)双NMOS传感单元使用相同类型的N型晶体管，以减弱输出电压对晶体管阈值电压的依赖性。传感元件的输出电压可以利用考虑体效应的亚阈值电流方程进行建模。由于本案例使用长沟器件，因此模型中忽略DIBL效应；在输出电压大于75mV的条件下，晶体管源漏电压(Vds)对电流的影响同样可以忽略，下述推导过程以正温度系数传感单元为例，零温度系数传感单元同理：

其中μ₁、μ₂均为电子迁移率，

C_d、C_it、C_i分别为MOS管的耗尽层电容、快界面态电容和氧化层电容，γ’为体效应系数，V_th为阈值电压，W/L和C_ox分别表征晶体管宽长比和栅氧电容，VT为热电压，V_sense为正温度系数传感单元的输出电压。其中V_T＝kT/q，所以传感单元输出电压与温度呈正相关，而线性度很大程度上取决于两个晶体管的尺寸相对关系，只要合理地调整晶体管宽长，与绝对温度成正比(PTAT)的电压和与绝对温度不相关的参考电压均可以由该2T单元得到，本案例正温度系数传感单元和零温度系数传感单元的尺寸设计如图_所示。和传统设计相比，该结构将两个晶体管的栅极与输出端相连，可以提高输出电压的温度敏感性，传感单元输出电压与温度的变化关系如图4所示，在-50℃/100℃温度范围下，V_sense的温度系数约为0.5mV/℃，V_ref(参考电压)几乎不随温度变化。

图7展示的电压转电流电路中的运算跨导放大器采用了常见的折叠共源共栅结构，该结构在带宽、噪声和直流增益中达到了较好的均衡，在28nm最大1微米的晶体管长度情况下，依旧做到了接近55dB的电压增益，带动等效100fF负载的晶体管时表现出了10MHz的带宽，因此在图8所示的电源抑制伯德图中，在10MHz位置有一个极点，抑制了电源干扰的上扬。

考虑图7所示的电路闭环传递函数：放大器加上跨导调整管，实际上是一个3级结构，其中一个极点在VFB位置，一个极点在VOUT位置，还有一个极点是由于电流镜产生的，三个极点的位置是接近的，这会在带宽内引入180度以上的相位移动，必须引入补偿才能够使闭环系统稳定，但是采用普通的2级放大器引入的密勒零点将会在电源抑制伯德图中展示出一个零点，恶化电源抑制表现，这也是本文采用折叠共源共栅放大器的核心原因，因为共源共栅结构能进行无零点的密勒补偿，解决了稳定性问题而降级电源抑制表现。电压转电流电路具有两个输出，一个是VH控制传输门振荡器的P管，另一个是VL控制振荡器的N管，在输出级通过一个二极管连接的MOSFET将电流信号转换为电压信号作用在振荡器上。

图9所示的电流控制振荡器将电流转换为频率。振荡单元由反相器和传输门构成，为减小静态功耗，前置一级与非门以防止不必要的振荡。由基本RC模型可得振荡单元延时t_d＝C_G(R_INV+R_TG)＝C_GV_DD/I_TG，其中C_G为振荡单元栅电容总和，R_INV，R_TG分别为反相器和传输门电阻，VD_D为供电电压，I_TG为流经振荡单元的电流。因此，在确定的振荡单元阻值、供电电压和振荡单元级数(本案例中设为7)下，电流控制振荡器频率与I_TG成正比，该电流大小由传感单元输出电压决定。每一级振荡单元均通过V_H，V_L节点与前一级电路构成电流镜结构，将与绝对温度成正比(PTAT)的电流和与绝对温度不相关(REF)的电流输入到振荡器中，两个电流控制振荡器分别产生PTAT频率和REF频率，即可作为后置计数器的时钟输入，最终产生温度相关的数字输出。在基准计数器溢出值设置为2048、4096、8191时，溢出时间的典型值为2.56ms、5.12ms、10.24ms，其分辨率的典型值为0.2467℃/LSB、0.123℃/LSB、0.0616℃/LSB。

图10所示的本设计的仿真结果，首先在环境温下以最高分辨率模式测得当前码值，记录作为校准码值，此时单点校准完毕，在正常使用过程中只需要将每次测得码值减去校准码值，再根据基准计数器的溢出值为2048、4096、8191时分别除以4、8、16，并加上校准时的环境温度，即为传感器输出的摄氏温度值。图10所示为经过上述单点校准后，在FF、SS、FS、SF、TT五个工艺角下的仿真结果，所示最大的温度偏差发生在0度时，仅为1.27℃，在100℃测量空间中都小于该值。

可以理解，本发明是通过一些实施例进行描述的，本领域技术人员知悉的，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明所保护的范围内。

Claims (5)

1.一种面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、精度分辨率可配置的片内温度监测电路，其组成特征在于，由一个正温度系数双NMOS传感单元、一个零温度系数双NMOS传感单元、对称的两个电压转电流电路以及对称的两个电流控制振荡器、一个位数可调的正温计数器、一个位数可调的基准计数器、控制模块和控制总线组成；

正温度系数双NMOS传感单元的输出连接到电压转电流电路，电压转电流电路的输出连接到电流控制振荡器，电流控制振荡器的最后一级输出连接到位数可调的正温计数器；对应的，零温度系数双NMOS传感单元的输出连接到另一个电压转电流电路，该电压转电流电路的输出连接到另一个电流控制振荡器，电流控制振荡器的最后一级输出连接到基准计数器；最后，控制模块的输入连接到片内的SPI总线，控制模块的输出连接到控制总线，控制总线连接到两个电流控制振荡器、位数可调的正温计数器和位数可调的基准计数器；

从信号流向的起点，正温度系数双NMOS传感单元产生了具有每摄氏度引起电压变化的正温度系数电压,零温度系数双NMOS传感单元产生了在监测温度范围内零温度系数的基准电压；正温度系数电压和零温度系数的基准电压被对称的两个电压转电流电路转换为电流，两个电流以栅极电压的形式作用到两个电流控制振荡器中，转换为两个频率与电流相关的方波，然后分别通过一个位数可调的正温计数器和一个位数可调的基准计数器将两频率之比转换为数字码值，协同控制模块和控制总线实现片内分辨率可配置，完成温度监测功能；

控制模块对电流控制振荡器和计数器进使能控制，能够根据SPI传入的数据进行动态配置，降低长时功耗。

2.根据权利要求1所述的面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、精度分辨率可配置的片内温度监测电路，其特征在于，所述正温度系数双NMOS传感单元和零温度系数双NMOS传感单元均由两个相同类型的N型金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET组成；

正温度系数双NMOS传感单元和零温度系数双NMOS传感单元输出端与两个NMOS的栅极相连，在常用供电电压下，NMOS均工作在亚阈值区；通过调整NMOS尺寸改变输出电压的温度相关性，即分别输出全监测温度范围内的正温度系数电压与零温度系数电压。

3.根据权利要求1所述的面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、精度分辨率可配置的片内温度监测电路，其特征在于，所述电压转电流电路由一个双输入、单输出的折叠共源共栅放大器以及两个调整PMOS管、多晶硅电阻R、密勒补偿电容C_fb、接成二极管连接的NMOS管组成；所述折叠共源共栅放大器的输出连接到两个调整PMOS管，其中一个调整PMOS管的漏级连接到多晶硅电阻R，而另一个调整PMOS管的漏级连接到NMOS管；多晶硅电阻R将电压根据欧姆定律转换为电流，上述的二极管连接的NMOS将该电流按照MOS管的电压对电流特性V＝f(I)转换为电压，所述的调整PMOS管和二极管连接的NMOS管栅极作为电压转电流电路的输出；

电流控制振荡器中的每一级振荡单元中传输门的NMOS管和PMOS管的源级接到一起再接到本级反相器的输出；当某一级反相器的输出为电源电压时，所连接的传输门PMOS源级为电源电压，PMOS栅极与电压转电流电路中调整PMOS管的栅极电位相同，组成PMOS电流镜结构实现电流的复制；而某一级反相器的输出为地电位时，所连接的传输门NMOS源级为地电位，NMOS栅极与电压转电流电路中二极管连接的NMOS管的栅极电位相同，组成NMOS电流镜结构实现电流的复制；故电流控制振荡器是电流控制的；

电压转电流电路的输入为正温度系数双NMOS传感单元和零温度系数双NMOS传感单元的输出，在输出级通过二极管连接的MOS管将电流信号转换为电压信号作用在电流控制振荡器上，二极管连接的MOS管和振荡器中每一级振荡单元中传输门的MOS管形成电流镜结构，从而控制振荡器的频率；其中折叠共源共栅放大器通过密勒补偿电容C_fb提高电路稳定性并有利于实现温度监测电路的高电源抑制比特性。

4.根据权利要求1所述的面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、精度分辨率可配置的片内温度监测电路，其特征在于，所述片上电流控制振荡器由一个与门、一个传输门和N级振荡单元串联组成，N代表振荡单元的数量，其中每一级振荡单元都由一个反相器和一个传输门串联组成，其中一级振荡单元中传输门的输出作为电流控制振荡器的输出；

电流控制振荡器输出方波频率实质上由传感单元输出电压决定，电流控制振荡器中每一级振荡单元内的传输门的NMOS和PMOS栅极均接到电压转电流电路中NMOS管的栅极，从而构成电流镜结构，实现电流控制振荡器频率受电流控制；将与绝对温度成正比PTAT的电流和与绝对温度不相关的基准REF电流输入到电流控制振荡器中，两个电流控制振荡器分别产生PTAT频率和REF频率，即可作为后置计数器的时钟输入，最终产生温度相关的数字输出。

5.根据权利要求1所述的面向深亚微米的全CMOS器件、高电源抑制、精度分辨率可配置的片内温度监测电路，其特征在于，所述片上位数可调的正温计数器、一个位数可调的基准计数器，协同控制模块和控制总线实现片内分辨率可配置；

基准计数器的溢出值被片内的信号总线设置为2ⁿ，n为基准计数器的位数，位数可调，基准计数器溢出后将暂停两个电流控制振荡器，此时正温计数器的计数值即为两频率之比乘以基准计数器的溢出值，通过不同的基准计数器溢出值，每个码值代表的温度分辨率和转换速度根据不同的使用场景动态调整。

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