CN116032114A - 切换电容功率级以及切换电容变压器 - Google Patents

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Abstract

一种切换电容功率级以及切换电容变压器，切换电容功率级包含一第一子功率级。第一子功率级包含一第一电感、一第一高开关、一第一低开关以及一第一组切换电容网络。第一电感耦接一输入端。第一高开关耦接于第一电感与一输出端之间。第一低开关耦接于第一电感与一第一过渡节点之间。第一组切换电容网络耦接于第一过渡节点与输出端之间。据此，切换损失、导通损失以及涟波皆较小，电压转换率较大，且效率较佳。

Description

切换电容功率级以及切换电容变压器
技术领域
本揭示中所述实施例内容是有关于变压器技术，特别关于一种切换电容功率级以及切换电容变压器。
背景技术
随着科技的发展，切换电容变压器(switched-capacitor converters)已被应用至各式电路中。在一些相关技术中，切换电容变压器的电压转换率(voltage conversionratio，VCR)较佳，但其切换损失、涟波(ripple)以及硬充电损失(hard charging loss)较大。在一些相关技术中，切换电容变压器的切换损失、涟波以及硬充电损失较小，但其电压转换率将会受限(例如：太小)。
发明内容
本揭示的一些实施方式是关于一种切换电容功率级。切换电容功率级包含一第一子功率级。第一子功率级包含一第一电感、一第一高开关、一第一低开关以及一第一组切换电容网络。第一电感耦接一输入端。第一高开关耦接于第一电感与一输出端之间。第一低开关耦接于第一电感与一第一过渡节点之间。第一组切换电容网络耦接于第一过渡节点与输出端之间。
在一些实施例中，第一过渡节点的一过渡电压大于输入端的一输入电压。
在一些实施例中，切换电容功率级还包含一第二子功率级。第二子功率级包含一第二电感、一第二高开关、一第二低开关以及一第二组切换电容网络。第二电感耦接输入端。第二高开关耦接于第二电感与输出端之间。第二低开关耦接于第二电感与一第二过渡节点之间。第二组切换电容网络耦接于第二过渡节点与输出端之间。
在一些实施例中，切换电容功率级还包含一第三子功率级。第三子功率级包含一第三电感、一第三高开关、一第三低开关以及一第三组切换电容网络。第三电感耦接输入端。第三高开关耦接于第三电感与输出端之间。第三低开关耦接于第三电感与一第三过渡节点之间。第三组切换电容网络耦接于第三过渡节点与输出端之间。
在一些实施例中，第一组切换电容网络包含一第一切换电容网络以及一第二切换电容网络。第一切换电容网络以及第二切换电容网络的各者包含一第一开关、一第二开关、一第三开关、一第四开关以及一电容。第一开关耦接于第一过渡节点与一第一内部节点之间。第二开关耦接于第一内部节点与输出端之间。第三开关用以接收一电压且耦接第二内部节点。第四开关耦接于第二内部节点与输出端之间。电容耦接于第一内部节点与第二内部节点之间。
在一些实施例中，一工作周期依序包含一第一时间区间、一第二时间区间、一第三时间区间以及一第四时间区间。在第一时间区间以及第三时间区间中，第一高开关导通且第一低开关截止。在第二时间区间以及第四时间区间中，第一高开关截止且第一低开关导通。
在一些实施例中，在第一时间区间以及第二时间区间中，第一切换电容网络中的第一开关、第一切换电容网络中的第四开关、第二切换电容网络中的第二开关以及第二切换电容网络中的第三开关导通，且第一切换电容网络中的第二开关、第一切换电容网络中的第三开关、第二切换电容网络中的第一开关以及第二切换电容网络中的第四开关截止。在第三时间区间以及第四时间区间中，第一切换电容网络中的第一开关、第一切换电容网络中的第四开关、第二切换电容网络中的第二开关以及第二切换电容网络中的第三开关截止，且第一切换电容网络中的第二开关、第一切换电容网络中的第三开关、第二切换电容网络中的第一开关以及第二切换电容网络中的第四开关导通。
本揭示的一些实施方式是关于一种切换电容变压器。切换电容变压器包含多个子功率级以及一控制器。该些子功率级中的各者包含一电感、一高开关、一低开关、一组切换电容网络以及一驱动器。电感耦接一输入端。高开关耦接于电感与一输出端之间。低开关耦接于电感与一过渡节点之间。该组切换电容网络耦接于过渡节点与输出端之间。驱动器用以控制该组切换电容网络。控制器用以依据输出端的一输出电压、一第一参考电压以及一第二参考电压产生多个控制信号以及多个致能信号。驱动器还用以依据该些控制信号以及该些致能信号产生多个栅极电压以控制该组切换电容网络中的多个开关。
在一些实施例中，驱动器还用以输出该些控制信号以控制该些子功率级中的该些高开关以及该些低开关。
在一些实施例中，控制器包含一脉冲控制回路电路以及一频率控制回路电路。脉冲控制回路电路用以依据过渡节点的一过渡电压以及第一参考电压产生该些控制信号。频率控制回路电路用以依据输出电压以及第二参考电压产生该些致能信号。
在一些实施例中，脉冲控制回路电路包含一取样保持电路以及一错配校正电路以及一时序逻辑电路。取样保持电路用以依据过渡电压产生多个第一信号。错配校正电路用以依据该些第一信号以及第一参考电压产生多个第二信号。时序逻辑电路用以依据该些第二信号产生该些控制信号。
在一些实施例中，频率控制回路电路包含一运算放大器、一压控振荡器、一计数器以及一有限状态机电路。运算放大器用以依据输出电压以及第二参考电压产生一比较信号。压控振荡器用以依据比较信号产生一频率时钟信号。有限状态机电路用以依据该些计数信号产生该些致能信号。
在一些实施例中，频率控制回路电路还包含一分相器。分相器用以依据频率时钟信号产生多个相位信号且将该些相位信号输出给脉冲控制回路电路。
在一些实施例中，频率控制回路电路还包含一缓冲器。缓冲器耦接于运算放大器与压控振荡器之间。
在一些实施例中，该组切换电容网络中的各者包含一第一转换单元电路、一第二转换单元电路、一第三转换单元电路以及一第四转换单元电路。第一转换单元电路、第二转换单元电路、第三转换单元电路以及第四转换单元电路中的各者包含一第一开关、一第二开关、一第三开关、一第四开关以及一电容。第一开关耦接于过渡节点与一第一内部节点之间。第二开关耦接于第一内部节点与输出端之间。第三开关耦接一第二内部节点。第四开关耦接于第二内部节点与输出端之间。电容耦接于第一内部节点与第二内部节点之间。
在一些实施例中，第二转换单元电路中电容的一电容值为第一转换单元电路中电容的一电容值的两倍，第三转换单元电路中电容的一电容值为第二转换单元电路中电容的电容值的两倍，且第四转换单元电路中电容的一电容值为第三转换单元电路中电容的电容值的两倍。
附图说明
为让本揭示的上述和其他目的、特征、优点与实施例能够更明显易懂，所附附图的说明如下：
图1是依照本揭示一些实施例所绘示的一切换电容功率级的示意图；
图2A是依照本揭示一些实施例所绘示的图1的切换电容功率级于一第一相位的示意图；
图2B是依照本揭示一些实施例所绘示的图2A中信号的波形示意图；
图3A是依照本揭示一些实施例所绘示的图1的切换电容功率级于一第二相位的示意图；
图3B是依照本揭示一些实施例所绘示的图3A中信号的波形的示意图；
图4是依照本揭示一些实施例所绘示的一切换电容功率级的示意图；
图5是依照本揭示一些实施例所绘示的图4中多个切换电容网络于四个时间区间中的操作的示意图；
图6是依照本揭示一些实施例所绘示的图4中该些切换电容网络的分裂架构；
图7是依照本揭示一些实施例所绘示的一切换电容变压器的示意图；
图8是依照本揭示一些实施例所绘示的图7中的一脉冲控制回路电路的示意图；
图9是依照本揭示一些实施例所绘示的多个子功率级中的信号的波形示意图；以及
图10是依照本揭示一些实施例所绘示的耦接于一运算放大器与一压控振荡器之间的一缓冲器的示意图。
【符号说明】
100,400,710:切换电容功率级
600:分裂架构
700:切换电容变压器
720:控制器
721:脉冲控制回路电路
7211:取样保持电路
7212:错配校正电路
7213:时序逻辑电路
722:频率控制回路电路
7221,7221A:运算放大器
7222,7222A:压控振荡器
7223:分相器
7224:计数器
7225:有限状态机电路
P1,P2,P3:子功率级
IN:输入端
VIN:输入电压
OUT:输出端
VOUT:输出电压
LBOND:电感
SH1:高开关
SL1:低开关
SCN1,SCN2:切换电容网络
TN1:过渡节点
VDDSC:过渡电压
VOUT_SC,VSS:电压
VOUT_TARGET:目标电压
IOUT_BOND:电流
Figure BDA0003485354930000051
相位
Figure BDA0003485354930000052
子相位
TD1,TD2,TD3,TD4:时间区间
CLKSH,CLKSL,CLKSC:切换信号
NN1,NN2:内部节点
S1,1,S1,2,S1,3,S1,4,S2,1,S2,2,S2,3,S2,4,S1,1[0],S1,2[0],S1,3[0],S1,4[0],S1,1[3:0],S1,2[3:0],S1,3[3:0],S1,4[3:0]:开关
C1,C2,C1[0],C1[1],C1[2],C1[3]:电容d
CELL0,CELL1,CELL2,CELL3:转换单元电路
EN[0],EN[1],EN[2],EN[3],EN[3:0]:致能信号
COUT:输出电容
FS1:第一信号
FS2:第二信号
VREF1,VREF2:参考电压
FCLK:频率时钟信号
VPHASE1,VPHASE2,VPHASE3:相位信号
VC:比较信号
CNT[3:0]:计数信号
RST:重置信号
CSH1,CSL1,CSH2,CSL2,CSH3,CSL3:控制信号
DR1:驱动器
CS1,K[3:0],CS2,K[3:0]:栅极信号
BUF:缓冲器
具体实施方式
在本文中所使用的用词“耦接”亦可指“电性耦接”，且用词“连接”亦可指“电性连接”。“耦接”及“连接”亦可指二个或多个元件相互配合或相互互动。
参考图1。图1是依照本揭示一些实施例所绘示的切换电容功率级100的示意图。
以图1示例而言，切换电容功率级100包含多个子功率级P1-P3。这些子功率级P1-P3具有相似的架构。为了简化且易于了解，以下段落将以子功率级P1为例。
子功率级P1包含电感LBOND、高开关SH1、低开关SL1以及一组切换电容网络SCN1-SCN2。电感LBOND耦接于输入端IN。输入电压VIN于输入端IN被接收。高开关SH1耦接于电感LBOND与输出端OUT之间。低开关SL1耦接于电感LBOND与过渡节点TN1之间。该组切换电容网络SCN1-SCN2耦接于过渡节点TN1与输出端OUT之间。电感LBOND可利用接合打线(bonding wire)实现。
通过控制高开关SH1以及低开关SL1，可产生电流IOUT_BOND，电流IOUT_BOND流过电感LBOND，且过渡电压VDDSC于过渡节点TN1产生。该组切换电容网络SCN1-SCN2依据过渡电压VDDSC产生电压VOUT_SC。接着，依据电压VOUT_SC以及对应于电流IOUT_BOND的电压于输出端OUT产生输出电压VOUT。以图1中的波形示例而言，相较于电压VOUT_SC，输出电压VOUT较接近目标电压VOUT_TARGET。
切换电容功率级100中子功率级的数量仅为示例，且本揭示不以此为限。
切换电容功率级100可运作于两个相位。
图2A是依照本揭示一些实施例所绘示的图1的切换电容功率级100于第一相位的示意图。图2B是依照本揭示一些实施例所绘示的图2A中信号的波形示意图。图3A是依照本揭示一些实施例所绘示的图1的切换电容功率级100于第二相位的示意图。图3B是依照本揭示一些实施例所绘示的图3A中信号的波形的示意图。
以图2A以及图2B示例而言，在第一相位(例如：相位
Figure BDA0003485354930000071
)，高开关SH1被切换信号CLKSH导通且低开关SL1被切换信号CLKSL截止。换句话说，切换信号CLKSH在第一相位具有致能位准，且切换信号CLKSL在第一相位具有禁能位准。在这个情况下，输入电压VIN可透过电感LBOND以及高开关SH1对输出端OUT充电(例如：电流IOUT_BOND)以提高输出电压VOUT。电感LBOND亦可储存来自输入电压VIN的能量。另外，该组切换电容网络SCN1-SCN2中的开关可被控制使得该组切换电容网络SCN1-SCN2中的飞驰电容(fly capacitor)可对输出端OUT充电以提高输出电压VOUT。此飞驰电容受切换信号CLKSC控制。
以图2A以及图2B示例而言，由于电感LBOND于第一相位可提供额外的电流至输出端OUT，输出电压VOUT可较缓慢地下降。据此，可降低涟波。
以图3A以及图3B示例而言，在第二相位(例如：相位
Figure BDA0003485354930000072
)，高开关SH1被切换信号CLKSH截止且低开关SL1被切换信号CLKSL导通。换句话说，切换信号CLKSH在第二相位具有禁能位准，且切换信号CLKSL在第二相位具有致能位准。在这个情况下，电感LBOND中所储存的能量可被用来对过渡节点TN1充电以提高过渡电压VDDSC，且过渡电压VDDSC可对输出端OUT充电以支撑输出电压VOUT。通过控制切换信号CLKSH以及切换信号CLKSL的责任周期，可产生适当的过渡电压VDDSC。
以图3A以及图3B示例而言，由于电感LBOND可运作为电压源以使位于过渡节点TN1的过渡电压VDDSC高于位于输入端IN的输入电压VIN，切换电容功率级100中其中一个转换单元电路的电压转换率(voltage conversion ratio，VCR)可以较大。
参考图4。图4是依照本揭示一些实施例所绘示的切换电容功率级400的示意图。切换电容功率级400相似于图1中的切换电容功率级100。以图4示例而言且以切换电容网络SCN1为例，切换电容网络SCN1包含开关S1,1、开关S1,2、开关S1,3、开关S1,4以及飞驰电容C1。开关S1,1耦接于过渡节点TN1与内部节点NN1之间。开关S1,2耦接于内部节点NN1与输出端OUT之间。开关S1,3用以接收电压VSS且耦接于内部节点NN2。开关S1,4耦接于内部节点NN2与输出端OUT之间。飞驰电容C1耦接于内部节点NN1与内部节点NN2之间。在图4的实施例中，开关S1,1、开关S1,2以及开关S1,4是利用P型晶体管实现，而开关S1,3是利用N型晶体管实现，但本揭示不以此为限。
切换电容网络SCN2具有相似架构，故于此不再赘述。参考图5。图5是依照本揭示一些实施例所绘示的图4中该些切换电容网络SCN1-SCN2于四个时间区间中的操作的示意图。相似于图4中的切换电容网络SCN1，切换电容网络SCN2包含开关S2,1、开关S2,2、开关S2,3、开关S2,4以及飞驰电容C2。
以子功率级P1为例，工作周期依序包含时间区间TD1、时间区间TD2、时间区间TD3以及时间区间TD4。时间区间TD1以及时间区间TD3对应于前述的第一相位(例如：相位
Figure BDA0003485354930000081
)，而时间区间TD2以及时间区间TD4对应于前述的第二相位(例如：相位
Figure BDA0003485354930000082
)。换句话说，在时间区间TD1(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000083
)以及时间区间TD3(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000084
)，子功率级P1的高开关SH1为导通且子功率级P1的低开关SL1为截止。在时间区间TD2(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000085
)以及时间区间TD4(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000086
)，子功率级P1的高开关SH1为截止且子功率级P1的低开关SL1为导通。
以图5示例而言，在时间区间TD1(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000087
)以及时间区间TD2(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000088
)，切换电容网络SCN1的开关S1,1与开关S1,4以及切换电容网络SCN2的开关S2,3与开关S2,2为导通。另外，切换电容网络SCN1的开关S1,2与开关S1,3以及切换电容网络SCN2的开关S2,1与开关S2,4为截止。
相反地，在时间区间TD3(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000089
)以及时间区间TD4(例如：子相位
Figure BDA00034853549300000810
)，切换电容网络SCN1的开关S1,2与开关S1,3以及切换电容网络SCN2的开关S2,1与开关S2,4为导通。另外，切换电容网络SCN1的开关S1,1与开关S1,4以及切换电容网络SCN2的开关S2,3与开关S2,2为截止。
以图5以及图2B示例而言，在时间区间TD1(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000091
)以及时间区间TD3(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000092
)，当输出电压VOUT下降时，电感LBOND与切换电容网络SCN1-SCN2为并联耦接。电感LBOND可运作为电流源以提供额外的电流IOUT_BOND以支撑输出电压VOUT。据此，输出电压VOUT会下降地较缓慢且可降低涟波。
以图5以及图3B示例而言，在时间区间TD2(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000093
)以及时间区间TD4(例如：子相位
Figure BDA0003485354930000094
)，电感LBOND与切换电容网络SCN1-SCN2为串联耦接。电感LBOND可运作为电压源以使过渡电压VDDSC高于输入电压VIN。据此，输出电压VOUT可高于输入电压VIN的二分之一(VIN/2)。换句话说，电压转换率可大于1/2。
前述时间区间TD1-TD4中的操作可降低涟波。子功率级P2-P3具有相似架构，故于此不再赘述。
相较于一些具有更多开关的相关技术，本揭示具有较少的开关，因此本揭示中的切换损失以及导通损失较小。
相较于一些具有相同开关的，在本揭示中，于每个工作周期中，有较多能量被提供至输出电压VOUT(例如：切换电容网络SCN1-SCN2中的该些飞驰电容于第一相位
Figure BDA0003485354930000095
提供能量，且电感LBOND于第二相位
Figure BDA0003485354930000096
提供能量)，所以本揭示中的涟波以及硬充电损失较小，且本揭示中的切换频率(切换损失)较小。
另外，本揭示适用于一些小电容的应用。小电容很容易被充饱电且电感的峰值较低，因此本揭示的导通损失不会增加太多。进一步而言，当电感LBOND与切换电容网络SCN1-SCN2并联耦接(例如：
Figure BDA0003485354930000097
以及
Figure BDA0003485354930000098
)，电感LBOND运作为电流源以使输出电压VOUT下降的较缓慢，且当电感LBOND与切换电容网络SCN1-SCN2串联耦接(例如：
Figure BDA0003485354930000099
以及
Figure BDA00034853549300000910
)，电感LBOND运作为电压源以使过渡电压VDDSC大于输入电压VIN。据此，涟波可较小且电压转换率可大于1/2以使效率更佳。
参考图6。图6是依照本揭示一些实施例所绘示的图4中该些切换电容网络的分裂架构600。分裂架构600绘示出图4中的切换电容网络SCN1-SCN2被分裂为多个转换单元电路。在一些实施例中，图4中的切换电容网络SCN1-SCN2的各者可分裂为多个转换单元电路。
图6是以切换电容网络SCN1为例。以图6示例而言，切换电容网络SCN1分裂为多个转换单元电路CELL0、CELL1、CELL2以及CELL3。转换单元电路CELL0、CELL1、CELL2以及CELL3的各者具有与图4中切换电容网络SCN1相似的架构。以转换单元电路CELL0为例，转换单元电路CELL0包含开关S1,1[0]、开关S1,2[0]、开关S1,3[0]、开关S1,4[0]以及飞驰电容C1[0]。
假设图4中飞驰电容C1的电容值为CFLY。那么，转换单元电路CELL0中飞驰电容C1[0]的电容值可为CFLY/15，转换单元电路CELL1中飞驰电容C1[1]的电容值可为2CFLY/15，转换单元电路CELL2中飞驰电容C1[2]的电容值可为4CFLY/15，转换单元电路CELL3中飞驰电容C1[3]的电容值可为8CFLY/15。换句话说，飞驰电容C1[1]的电容值是飞驰电容C1[0]的电容值的两倍，飞驰电容C1[2]的电容值是飞驰电容C1[1]的电容值的两倍，飞驰电容C1[3]的电容值是飞驰电容C1[2]的电容值的两倍。
通过将图4中的切换电容网络SCN1-SCN2分裂成图6，图4中的开关S1,1、开关S1,2、开关S1,3、开关S1,4以及飞驰电容C1将被分裂。致能信号EN[0]-EN[3](相关于操作频率)被用来产生栅极信号，栅极信号用以控制这些开关以控制该些分裂后电容的使用率。据此，在轻载模式，通过控制该些分裂后电容的使用率，输出至输出端OUT的能量较少。由于输出至输出端OUT的能量较少，因此会有较少额外的电荷累积于输出电容(例如：图7中的输出电容COUT)。据此，可降低涟波且可避免增加切换损失。关于致能信号EN[0]-EN[3](致能信号EN[0:3])的细节将于下面段落进行详述。
由于切换电容网络SCN2具有相似架构，故于此不再赘述。
参考图7。图7是依照本揭示一些实施例所绘示的切换电容变压器700的示意图。切换电容变压器700包含切换电容功率级710以及控制器720。控制器720耦接切换电容功率级710。
切换电容功率级710相似于图4中的切换电容功率级400且其具有图6中分裂结构600。以子功率级P1为例，子功率级P1还包含驱动器DR1，且驱动器DR1还用以控制该些高开关SH1、该些低开关SL1以及切换电容网络SCN1-SCN2中的该些开关导通或截止。
控制器720用以依据位于输出端OUT的输出电压VOUT、参考电压VREF1以及参考电压VREF2产生控制信号CSH1、CSL1、CSH2、CSL2、CSH3、CSL3以及致能信号EN[3:0]。
以图7示例而言，控制器720包含脉冲控制回路电路721、频率控制回路电路722以及输出电容COUT。
脉冲控制回路电路721自切换电容功率级710接收过渡电压VDDSC。脉冲控制回路电路721可依据过渡电压VDDSC以及参考电压VREF1产生控制信号CSH1、CSL1、CSH2、CSL2、CSH3、CSL3。图8是依照本揭示一些实施例所绘示的图7中的脉冲控制回路电路721的示意图。以图7以及图8示例而言，脉冲控制回路电路721包含取样保持电路7211、错配(mismatch)校正电路7212以及时序逻辑电路7213。取样保持电路7211依据过渡电压VDDSC产生多个第一信号FS1。错配校正电路7212依据该些第一信号FS1以及参考电压VREF1产生多个第二信号FS2。时序逻辑电路7213依据该些第二信号FS2以及相位信号VPHASE1-VPHASE3产生控制信号CSH1、CSL1、CSH2、CSL2、CSH3、CSL3。
子功率级P1中的驱动器DR1可接收控制信号CSH1、CSL1且输出控制信号CSH1、CSL1以分别控制子功率级P1中的该些高开关SH1以及该些低开关SL1。通过调整控制信号CSH1、CSL1的责任周期以导通或截止该些高开关SH1以及该些低开关SL1，可使过渡电压VDDSC具有相较于输出电压VOUT适当的值。
频率控制回路电路722以及输出电容COUT耦接于输出端OUT。频率控制回路电路722可依据输出电压VOUT以及参考电压VREF2产生致能信号EN[3:0]。
以图7示例而言，频率控制回路电路722包含运算放大器7221、压控振荡器7222、分相器7223、计数器7224以及有限状态机电路7225。
运算放大器7221依据输出电压VOUT以及参考电压VREF2产生比较信号VC。压控振荡器7222依据比较信号VC产生频率时钟信号FCLK。比较信号VC相关于输出电压VOUT。当输出电压VOUT太低，压控振荡器7222所产生的频率(例如：频率时钟信号FCLK)将会升高以避免输出电压降低。换个方式解释，频率时钟信号FCLK可依据电路的负载改变以提高效率(例如：开关的切换频率在轻载模式下可控制为较低)。分相器7223依据频率时钟信号FCLK产生相位信号VPHASE1-VPHASE3且输出相位信号VPHASE1-VPHASE3至脉冲控制回路电路721。计数器7224依据频率时钟信号FCLK产生计数信号CNT[3:0]。有限状态机电路7225依据计数信号CNT[3:0]以及重置信号RST产生致能信号EN[3:0]。
基于上述，驱动器DR1接收来自脉冲控制回路电路721的控制信号CSH1、CSL1且接收来自频率控制回路电路722的致能信号EN[3:0]。驱动器DR1依据控制信号CSH1、CSL1以及致能信号EN[3:0]产生栅极信号CS1,K[3:0]以及CS2,K[3:0]。栅极信号CS1,K[3:0]用以控制切换电容网络SCN1中的该些开关S1,1[3:0]、S1,2[3:0]、S1,3[3:0]、S1,4[3:0](例如：栅极信号CS1,1[3:0]分别控制该些开关S1,1[3:0])，且栅极信号CS2,K[3:0]用以控制切换电容网络SCN2中的该些开关。
子功率级P2-P3中驱动器的操作相似于子功率级P1中的驱动器DR1，故于此不再赘述。
如上所述，切换电容功率级710设计以包含多个子功率级P1-P3以降低涟波以及频率。然而，这些子功率级P1-P3中的三个电感LBOND之间会有错配的问题。举例而言，在该些子功率级P1-P3中的该些高开关与该些低开关于相同时间导通的情况下，具有较小电感值的子功率级将获得较多能量造成输出端OUT的涟波会增加。相反地，具有较大电感值的子功率级将获得较少能量。错配校正电路7212可用以避免错配问题。
参考图9。图9是依照本揭示一些实施例所绘示的子功率级P1-P3中的信号的波形示意图。
错配校正电路7212可延长具有较大电感值的子功率级中开关的导通时间(例如：子功率级P3)，且缩短具有较小电感值的子功率级中开关的导通时间(例如：子功率级P2)以避免前述的错配问题。
以图8示例而言，错配校正电路7212包含粗调电路72121以及细调电路72122。粗调电路72121修整主级的切换时间，而细调电路72122修整其他次级的切换时间。
参考图10。图10是依照本揭示一些实施例所绘示的耦接于运算放大器7221A与压控振荡器7222A之间的缓冲器BUF的示意图。
运算放大器7221A相似于图7中的运算放大器7221。压控振荡器7222A相似于图7中的压控振荡器7222。缓冲器BUF耦接于运算放大器7221A与压控振荡器7222A之间。缓冲器BUF的静态电流较小且缓冲器BUF可有效地改善暂态响应。
综上所述，在本揭示中，切换损失、导通损失以及涟波皆较小，且电压转换率较大。据此，本揭示的效率较佳。
虽然本揭示已以实施方式揭示如上，然其并非用以限定本揭示，任何本领域具通常知识者，在不脱离本揭示的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本揭示的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (16)

1.一种切换电容功率级，其特征在于，包含：
一第一子功率级，包含：
一第一电感，耦接一输入端；
一第一高开关，耦接于该第一电感与一输出端之间；
一第一低开关，耦接于该第一电感与一第一过渡节点之间；以及
一第一组切换电容网络，耦接于该第一过渡节点与该输出端之间。
2.如权利要求1所述的切换电容功率级，其特征在于，其中该第一过渡节点的一过渡电压大于该输入端的一输入电压。
3.如权利要求1所述的切换电容功率级，其特征在于，还包含：
一第二子功率级，包含：
一第二电感，耦接该输入端；
一第二高开关，耦接于该第二电感与该输出端之间；
一第二低开关，耦接于该第二电感与一第二过渡节点之间；以及
一第二组切换电容网络，耦接于该第二过渡节点与该输出端之间。
4.如权利要求3所述的切换电容功率级，其特征在于，还包含：
一第三子功率级，包含：
一第三电感，耦接该输入端；
一第三高开关，耦接于该第三电感与该输出端之间；
一第三低开关，耦接于该第三电感与一第三过渡节点之间；以及
一第三组切换电容网络，耦接于该第三过渡节点与该输出端之间。
5.如权利要求1所述的切换电容功率级，其特征在于，其中该第一组切换电容网络包含一第一切换电容网络以及一第二切换电容网络，
其中该第一切换电容网络以及该第二切换电容网络的各者包含：
一第一开关，耦接于该第一过渡节点与一第一内部节点之间；
一第二开关，耦接于该第一内部节点与该输出端之间；
一第三开关，用以接收一电压且耦接该第二内部节点；
一第四开关，耦接于该第二内部节点与该输出端之间；以及
一电容，耦接于该第一内部节点与该第二内部节点之间。
6.如权利要求5所述的切换电容功率级，其特征在于，其中一工作周期依序包含一第一时间区间、一第二时间区间、一第三时间区间以及一第四时间区间，
其中在该第一时间区间以及该第三时间区间中，该第一高开关导通且该第一低开关截止，
其中在该第二时间区间以及该第四时间区间中，该第一高开关截止且该第一低开关导通。
7.如权利要求6所述的切换电容功率级，其特征在于，
其中在该第一时间区间以及该第二时间区间中，该第一切换电容网络中的该第一开关、该第一切换电容网络中的该第四开关、该第二切换电容网络中的该第二开关以及该第二切换电容网络中的该第三开关导通，且该第一切换电容网络中的该第二开关、该第一切换电容网络中的该第三开关、该第二切换电容网络中的该第一开关以及该第二切换电容网络中的该第四开关截止，
其中在该第三时间区间以及该第四时间区间中，该第一切换电容网络中的该第一开关、该第一切换电容网络中的该第四开关、该第二切换电容网络中的该第二开关以及该第二切换电容网络中的该第三开关截止，且该第一切换电容网络中的该第二开关、该第一切换电容网络中的该第三开关、该第二切换电容网络中的该第一开关以及该第二切换电容网络中的该第四开关导通。
8.一种切换电容变压器，其特征在于，包含：
多个子功率级，其中所述多个子功率级中的各者包含：
一电感，耦接一输入端；
一高开关，耦接于该电感与一输出端之间；
一低开关，耦接于该电感与一过渡节点之间；以及
一组切换电容网络，耦接于该过渡节点与该输出端之间；以及
一驱动器，用以控制该组切换电容网络；以及
一控制器，用以依据该输出端的一输出电压、一第一参考电压以及一第二参考电压产生多个控制信号以及多个致能信号，
其中该驱动器还用以依据所述多个控制信号以及所述多个致能信号产生多个栅极电压以控制该组切换电容网络中的多个开关。
9.如权利要求8所述的切换电容变压器，其特征在于，其中该驱动器还用以输出所述多个控制信号以控制所述多个子功率级中的该些高开关以及该些低开关。
10.如权利要求8所述的切换电容变压器，其特征在于，其中该控制器包含：
一脉冲控制回路电路，用以依据该过渡节点的一过渡电压以及该第一参考电压产生所述多个控制信号；以及
一频率控制回路电路，用以依据该输出电压以及该第二参考电压产生所述多个致能信号。
11.如权利要求10所述的切换电容变压器，其特征在于，其中该脉冲控制回路电路包含：
一取样保持电路，用以依据该过渡电压产生多个第一信号；
一错配校正电路，用以依据所述多个第一信号以及该第一参考电压产生多个第二信号；以及
一时序逻辑电路，用以依据所述多个第二信号产生所述多个控制信号。
12.如权利要求10所述的切换电容变压器，其特征在于，其中该频率控制回路电路包含：
一运算放大器，用以依据该输出电压以及该第二参考电压产生一比较信号；
一压控振荡器，用以依据该比较信号产生一频率时钟信号；
一计数器，用以依据该频率时钟信号产生多个计数信号；以及
一有限状态机电路，用以依据所述多个计数信号产生所述多个致能信号。
13.如权利要求12所述的切换电容变压器，其特征在于，其中该频率控制回路电路还包含：
一分相器，用以依据该频率时钟信号产生多个相位信号且将所述多个相位信号输出给该脉冲控制回路电路。
14.如权利要求12所述的切换电容变压器，其特征在于，其中该频率控制回路电路还包含：
一缓冲器，耦接于该运算放大器与该压控振荡器之间。
15.如权利要求8所述的切换电容变压器，其特征在于，其中该组切换电容网络中的各者包含一第一转换单元电路、一第二转换单元电路、一第三转换单元电路以及一第四转换单元电路，
其中该第一转换单元电路、该第二转换单元电路、该第三转换单元电路以及该第四转换单元电路中的各者包含：
一第一开关，耦接于该过渡节点与一第一内部节点之间；
一第二开关，耦接于该第一内部节点与该输出端之间；
一第三开关，耦接一第二内部节点；
一第四开关，耦接于该第二内部节点与该输出端之间；以及
一电容，耦接于该第一内部节点与该第二内部节点之间。
16.如权利要求15所述的切换电容变压器，其特征在于，其中该第二转换单元电路中该电容的一电容值为该第一转换单元电路中该电容的一电容值的两倍，该第三转换单元电路中该电容的一电容值为该第二转换单元电路中该电容的该电容值的两倍，且该第四转换单元电路中该电容的一电容值为该第三转换单元电路中该电容的该电容值的两倍。
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