CN115987127B - 一种改进的无变压器三相多电平逆变器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种改进的无变压器三相多电平逆变器及其控制方法，采用多个可控开关管配合钳位二极管、飞跨电容和分裂电感组成独立控制模块，使电路具备逻辑操作性，根据不同场合及其需求调整多个开关管导通与关闭来实现直流电压到交流电压的多电平输出，同时电路采用钳位二极管可以消除开关管上的过电压问题，分裂电感可以让互补开关管之间在不设置脉宽调制(PWM)的死区时间的情况下消除功率开关的击穿问题；且所使用的二极管数量少，节约了经济成本；负载输出具有更低的电流和电压THD值，更高的效率，并且功率开关管上具有更低的电压和电流应力。可以应用于各种负载条件，具有实际的工程应用价值。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其是一种改进的无变压器三相多电平逆变器及其控制方法。
背景技术
逆变器被广泛应用于电力电子行业，不管是在轧钢和造纸等工业领域，还是在高铁和船舶等交通运输行业，多电平逆变器具有其独特的优势。传统的多电平逆变器主要包括：飞跨电容(Flying-Capacitor,FC)型、中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)型及级联H桥(Cascade H-Bridge,CHB)型，然而这三种基本拓扑均存在一定的不足，限制了其在一些特殊场合的应用。飞跨电容型和中点钳位型逆变器存在电压击穿的问题。级联H桥型多需要大量独立直流电源，成本较高，应用场景局限性明显。针对传统多电平逆变器存在的电压击穿的问题，现有方案往往采用增加死区的方式解决。但死区时间降低了电压和电流增益，扭曲了波形，增加损耗，使得开关管电压应力难以平衡。为了平衡开关的电压应力，A.M.Y.M.Ghias等人采用了两种解决方案：一是每个桥臂中可以有四个全控制开关，将相应的两个全控开关设置为低泄漏电流；二是通过使用静态均压电阻器(SVSHR)来解决。然而，第一种解决方案的生产过程相对复杂且难以实现，第二种方法存在损耗大、能量密度低、开关损耗分布不均匀等问题，此外，上述解决方案仅适用于单相系统。因此，亟需发明一种三相多电平逆变器及其控制方法，以实现消除功率开关的过电压问题和击穿问题。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种改进的无变压器三相多电平逆变器及其控制方法，该电路上的钳位二极管和分裂电感可以消除开关管上的过电压问题和直通问题，并且可以不设置死区，同时采用模型预测算法控制十二个开关管的导通和闭合，使得各相都产生二十四种工作模式，实现多电平交流输出。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种改进的无变压器三相多电平逆变器，包括电解电容C1，所述电解电容C1输入端与开关管SA1、开关管SB1和开关管SC1的集电极分别电性连接，所述开关管SA1发射极与开关管SA2集电极、飞跨电容CFA的一端电性连接，所述开关管SA2发射极与分裂电感LA1的一端、钳位二极管DA的负极电性连接，所述飞跨电容CFA另一端与开关管SA3发射极、开关管SA4集电极电性连接，所述分裂电感LA1的另一端与分裂电感LA2的一端、滤波电容CA的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DA的正极与开关管SA3集电极、分裂电感LA2的另一端电性连接；所述开关管SB1发射极与开关管SB2集电极、飞跨电容CFB的一端电性连接，所述开关管SB2发射极与分裂电感LB1的一端、钳位二极管DB的负极电性连接，所述飞跨电容CFB另一端与开关管SB3发射极、开关管SB4集电极电性连接，所述分裂电感LB1的另一端与分裂电感LB2的一端、滤波电容CB的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DB的正极与开关管SB3集电极、分裂电感LB2的另一端电性连接；所述开关管SC1发射极与开关管SC2集电极、飞跨电容CFC的一端电性连接，所述开关管SC2发射极与分裂电感LC1的一端、钳位二极管DC的负极电性连接，所述飞跨电容CFC另一端与开关管SC3发射极、开关管SC4集电极电性连接，所述分裂电感LC1的另一端与分裂电感LC2的一端、滤波电容CC的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DC的正极与开关管SC3集电极、分裂电感LC2的另一端电性连接；所述分裂电感LA2、分裂电感LB2、分裂电感LC2的另一端分别与开关管SA3、开关管SB3、开关管SC3的集电极电性连接，所述开关管SA3、开关管SB3、开关管SC3的发射极分别与开关管SA4、开关管SB4、开关管SC4的集电极电性连接，所述开关管SA4、开关管SB4、开关管SC4的发射极分别与电解电容C2输出端电位连接，所述电解电容C1输出端、电解电容C2输入端、滤波电容CA另一端、滤波电容CB另一端、滤波电容CC另一端以及负载输出端均接地。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述开关管SA1、开关管SA2、开关管SA3、开关管SA4、开关管SB1、开关管SB2、开关管SB3、开关管SB4、开关管SC1、开关管SC2、开关管SC3以及开关管SC4采用绝缘栅双极晶体管。
本发明技术方案的进一步改进在于：一种改进的无变压器三相多电平逆变器控制方法，包括如下步骤：
S1、采集三相多电平逆变器负载侧的三相输出电压和三相输出电流、以及电解电容两端电压和分裂电感两端电流，定义三相输出电压uox、三相输出电流iox，分裂电感两端电流为ix1，其中，x＝A,B,C,电解电容C1两端电压uc1、电解电容C2两端电压uc2，根据三相多电平逆变器开关状态可得出27个电压空间矢量，将其定义在αβ空间坐标系下；
S2、根据S1得到的采样值，送入预测模型中，并根据三相多电平逆变器每一相正半周期十二种工作模式的输出电压，预测计算出下一时刻被控变量x(k)的预测值x(k+1)；
S3、将给定的参考值x*(k+1)和预测值x(k+1)一起输入进目标函数中；
S4、将参考值x*(k+1)和预测值x(k+1)以及S1中采集的三相输出电压、三相输出电流、电解电容C1及电解电容C2两端电压，分裂电感两端电流ix1输入到目标函数中，k为对应第n种基本输出状态，n＝1,2,…,27；
S5、目标函数在线寻优计算出使目标函数值最小的基本输出状态，即最优输出状态Sopt；
S6、输出该基本输出状态。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S1中三相多电平逆变器总共有27个基本输出状态Sn(n＝1,2,…,27)，三相多电平逆变器负载侧输出电压分别为：
式中，uoa、uob、uoc，代表A、B、C三相的输出电压，
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S2中预测模型为：
其中uoαβ为αβ空间坐标系下两相输出电压，ioαβ为αβ空间坐标系下两相输出电流，iLαβ为αβ空间坐标系下分裂电感Lαβ1电流；
该式经离散化后可得，
式中，iLαβ(k)是通过采样当前时刻的电感电流，uoαβ(k)是当前时刻的电容电压，可预测得到电压矢量ui(k)对应(k+1)时刻的电感电流iLαβ(k+1)，然后通过采样并输出电流iLoαβ(k)，并假设iLoαβ(k)＝iLoαβ(k+1)，进一步预测得到(k+1)时刻的电容电压uoαβ(k+1)。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S2中每一相正半周期的输出有如下十二种工作模式：
第一种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为负，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第二种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，所述开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为负，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第三种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为负，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第四种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为负，电解电容C2电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第五种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第六种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第七种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第八种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C2电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第九种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo；
第十种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第十一种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo；
第十二种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S4中目标函数为：
式中，是参考电压u*的实部和虚部；式中，/>是参考电流i*的实部和虚部；uoα(k+1)、uoβ(k+1)是所预测输出电压uo的实部和虚部；ioα(k+1)、ioβ(k+1)是所预测输出电流io的实部和虚部；/>是所预测的电解电容C1、C2上的电压；λ是权重系数。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
本发明采用多个可控开关管配合钳位二极管、飞跨电容和分裂电感组成独立控制模块，使电路具备逻辑操作性，根据不同场合及其需求调整多个开关管导通与关闭来实现直流电压到交流电压的多电平输出，同时电路采用钳位二极管可以消除开关管上的过电压问题，分裂电感可以让互补开关管之间在不设置脉宽调制(PWM)的死区时间的情况下消除功率开关的击穿问题；且所使用的二极管数量少，节约了经济成本；负载输出具有更低的电流和电压THD值，更高的效率，并且功率开关管上具有更低的电压和电流应力。可以应用于各种负载条件，具有实际的工程应用价值。
附图说明
图1是本发明电路原理；
图2是本发明开关管逻辑控制图；
图3是本发明模型预测控制的基本原理图；
图4是本发明模型预测控制的算法流程图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
如图1所示，一种改进的无变压器三相多电平逆变器，包括电解电容C1，所述电解电容C1输入端与开关管SA1、开关管SB1和开关管SC1的集电极分别电性连接，所述开关管SA1发射极与开关管SA2集电极、飞跨电容CFA的一端电性连接，所述开关管SA2发射极与分裂电感LA1的一端、钳位二极管DA的负极电性连接，所述飞跨电容CFA另一端与开关管SA3发射极、开关管SA4集电极电性连接，所述分裂电感LA1的另一端与分裂电感LA2的一端、滤波电容CA的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DA的正极与开关管SA3集电极、分裂电感LA2的另一端电性连接；所述开关管SB1发射极与开关管SB2集电极、飞跨电容CFB的一端电性连接，所述开关管SB2发射极与分裂电感LB1的一端、钳位二极管DB的负极电性连接，所述飞跨电容CFB另一端与开关管SB3发射极、开关管SB4集电极电性连接，所述分裂电感LB1的另一端与分裂电感LB2的一端、滤波电容CB的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DB的正极与开关管SB3集电极、分裂电感LB2的另一端电性连接；所述开关管SC1发射极与开关管SC2集电极、飞跨电容CFC的一端电性连接，所述开关管SC2发射极与分裂电感LC1的一端、钳位二极管DC的负极电性连接，所述飞跨电容CFC另一端与开关管SC3发射极、开关管SC4集电极电性连接，所述分裂电感LC1的另一端与分裂电感LC2的一端、滤波电容CC的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DC的正极与开关管SC3集电极、分裂电感LC2的另一端电性连接；所述分裂电感LA2、分裂电感LB2、分裂电感LC2的另一端分别与开关管SA3、开关管SB3、开关管SC3的集电极电性连接，所述开关管SA3、开关管SB3、开关管SC3的发射极分别与开关管SA4、开关管SB4、开关管SC4的集电极电性连接，所述开关管SA4、开关管SB4、开关管SC4的发射极分别与电解电容C2输出端电位连接，所述电解电容C1输出端、电解电容C2输入端、滤波电容CA另一端、滤波电容 CB另一端、滤波电容CC另一端以及负载输出端均接地。
其中下标中的字母A、B、C分别代表三个不同相位的输出，每一相中器件的工作方式和在电路中的作用除相位相差120°外完全相同。开关管SA1、开关管SA2、开关管SA3、开关管SA4、开关管SB1、开关管SB2、开关管SB3、开关管SB4、开关管SC1、开关管SC2、开关管SC3以及开关管SC4采用绝缘栅双极晶体管。
一种改进的无变压器三相多电平逆变器控制方法，如图4所示，包括如下步骤：
S1、采集三相多电平逆变器负载侧的三相输出电压和三相输出电流、以及电解电容两端电压和分裂电感两端电流，定义三相输出电压uo、三相输出电流io、分裂电感两端电流为ix1，电解电容两端电压ux，将上述变量定义为被控变量x(k)；
三相多电平逆变器总共有27个基本输出状态Sn(n＝1,2,…,27)，定义三相多电平逆变器输出电压分别为：
式中，Uoa、Uob、Uoc，代表A、B、C三相的输出电压，
根据三相多电平逆变器开关状态可得出27个电压空间矢量，将其定义在αβ空间坐标系下。
S2、根据S1得到的采样值，送入预测模型中，预测模型为：
其中uoαβ为αβ空间坐标系下输出电压，ioαβ为αβ空间坐标系下输出电流，iLαβ为αβ空间坐标系下电感Lx1电流；
该式经离散化后可得，
式中，iLαβ(k)是通过采样当前时刻的电感电流，uoαβ(k)是当前时刻的电容电压，可预测得到电压矢量ui(k)对应(k+1)时刻的电感电流iLαβ(k+1)，然后通过采样并输出电流iLoαβ(k)，并假设iLoαβ(k)＝iLoαβ(k+1)，进一步预测得到(k+1)时刻的电容电压uoαβ(k+1)。
本发明模型预测控制的基本原理如图3所示，将负载侧的测量值作为被控变量x(k)送入预测模型中，预测计算出下一时刻被控变量x(k)的预测值x(k+1)，将参考值x*(k+1)和x(k+1)输入到目标函数中，输入27个输出状态Sn直至目标函数在线寻优计算出使目标函数值最小的基本输出状态，即最优输出状态Sopt。
所述改进的无变压器三相多电平逆变器经过模型预测控制后，每一相正半周期的输出有十二种工作模式，如图2所示：
第一种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为负，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第二种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，所述开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为负，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第三种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为负，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第四种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为负，电解电容C2电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第五种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第六种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第七种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第八种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C2电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第九种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo；
第十种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第十一种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo；
第十二种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反。
根据三相多电平逆变器每一相正半周期十二种工作模式的输出电压，预测计算出下一时刻被控变量x(k)的预测值x(k+1)。
S3、将给定的参考值x*(k+1)和预测值x(k+1)一起输入进目标函数中，目标函数为：
式中，是参考电压u*的实部和虚部；式中，/>是参考电流i*的实部和虚部；uoα(k+1)、uoβ(k+1)是所预测输出电压uo的实部和虚部；ioα(k+1)、ioβ(k+1)是所预测输出电流io的实部和虚部；/>是所预测的电解电容C1、C2上的电压；λ是权重系数。
S4、将参考值x*(k+1)和预测值x(k+1)以及S1中采集的三相输出电压、三相输出电流、电解电容两端电压ux的值，分裂电感两端电流ix1的值输入到目标函数中，k为对应第n种基本输出状态，n＝1,2,…,27；
S5、目标函数在线寻优计算出使目标函数值最小的基本输出状态，即最优输出状态Sopt；
S6、输出该基本输出状态。
本发明采用多个可控开关管配合钳位二极管、飞跨电容和分裂电感组成独立控制模块，使电路具备逻辑操作性，根据不同场合及其需求调整多个开关管导通与关闭来实现直流电压到交流电压的多电平输出，同时电路采用钳位二极管可以消除开关管上的过电压问题，分裂电感可以让互补开关管之间在不设置脉宽调制(PWM)的死区时间的情况下消除功率开关的击穿问题；且所使用的二极管数量少，节约了经济成本；负载输出具有更低的电流和电压THD值，更高的效率，并且功率开关管上具有更低的电压和电流应力。可以应用于各种负载条件，具有实际的工程应用价值。
Claims (1)
1.一种改进的无变压器三相多电平逆变器控制方法，其特征在于：逆变器包括电解电容C1，所述电解电容C1输入端与开关管SA1、开关管SB1和开关管SC1的集电极分别电性连接，所述开关管SA1发射极与开关管SA2集电极、飞跨电容CFA的一端电性连接，所述开关管SA2发射极与分裂电感LA1的一端、钳位二极管DA的负极电性连接，所述飞跨电容CFA另一端与开关管SA3发射极、开关管SA4集电极电性连接，所述分裂电感LA1的另一端与分裂电感LA2的一端、滤波电容CA的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DA的正极与开关管SA3集电极、分裂电感LA2的另一端电性连接；所述开关管SB1发射极与开关管SB2集电极、飞跨电容CFB的一端电性连接，所述开关管SB2发射极与分裂电感LB1的一端、钳位二极管DB的负极电性连接，所述飞跨电容CFB另一端与开关管SB3发射极、开关管SB4集电极电性连接，所述分裂电感LB1的另一端与分裂电感LB2的一端、滤波电容CB的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DB的正极与开关管SB3集电极、分裂电感LB2的另一端电性连接；所述开关管SC1发射极与开关管SC2集电极、飞跨电容CFC的一端电性连接，所述开关管SC2发射极与分裂电感LC1的一端、钳位二极管DC的负极电性连接，所述飞跨电容CFC另一端与开关管SC3发射极、开关管SC4集电极电性连接，所述分裂电感LC1的另一端与分裂电感LC2的一端、滤波电容CC的一端以及负载输入端电性连接，所述钳位二极管DC的正极与开关管SC3集电极、分裂电感LC2的另一端电性连接；所述分裂电感LA2、分裂电感LB2、分裂电感LC2的另一端分别与开关管SA3、开关管SB3、开关管SC3的集电极电性连接，所述开关管SA3、开关管SB3、开关管SC3的发射极分别与开关管SA4、开关管SB4、开关管SC4的集电极电性连接，所述开关管SA4、开关管SB4、开关管SC4的发射极分别与电解电容C2输出端电位连接，所述电解电容C1输出端、电解电容C2输入端、滤波电容CA另一端、滤波电容CB另一端、滤波电容CC另一端以及负载输出端均接地；
所述开关管SA1、开关管SA2、开关管SA3、开关管SA4、开关管SB1、开关管SB2、开关管SB3、开关管SB4、开关管SC1、开关管SC2、开关管SC3以及开关管SC4采用绝缘栅双极晶体管；
控制方法包括如下步骤：
S1、采集三相多电平逆变器负载侧的三相输出电压和三相输出电流、以及电解电容两端电压和分裂电感两端电流，定义三相输出电压uox、三相输出电流iox，分裂电感两端电流为ix1，其中，x＝A,B,C,电解电容C1两端电压uc1、电解电容C2两端电压uc2，根据三相多电平逆变器开关状态可得出27个电压空间矢量，将其定义在αβ空间坐标系下；
S2、根据S1得到的采样值，送入预测模型中，并根据三相多电平逆变器每一相正半周期十二种工作模式的输出电压，预测计算出下一时刻被控变量x(k)的预测值x(k+1)；
S3、将给定的参考值x*(k+1)和预测值x(k+1)一起输入进目标函数中；
S4、将参考值x*(k+1)和预测值x(k+1)以及S1中采集的三相输出电压、三相输出电流、电解电容C1及电解电容C2两端电压，分裂电感两端电流ix1输入到目标函数中，k为对应第n种基本输出状态，n＝1,2,…,27；
S5、目标函数在线寻优计算出使目标函数值最小的基本输出状态，即最优输出状态Sopt；
S6、输出该基本输出状态；
所述步骤S1中三相多电平逆变器总共有27个基本输出状态Sn(n＝1,2,…,27)，三相多电平逆变器负载侧输出电压分别为：
式中，uoa、uob、uoc，代表A、B、C三相的输出电压，
所述步骤S2中预测模型为：
其中uoαβ为αβ空间坐标系下两相输出电压，ioαβ为αβ空间坐标系下两相输出电流，iLαβ为αβ空间坐标系下分裂电感Lαβ1电流；
该式经离散化后可得，
式中，iLαβ(k)是通过采样当前时刻的电感电流，uoαβ(k)是当前时刻的电容电压，可预测得到电压矢量ui(k)对应(k+1)时刻的电感电流iLαβ(k+1)，然后通过采样并输出电流iLoαβ(k)，并假设iLoαβ(k)＝iLoαβ(k+1)，进一步预测得到(k+1)时刻的电容电压uoαβ(k+1)；
所述步骤S2中每一相正半周期的输出有如下十二种工作模式：
第一种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为负，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第二种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，所述开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为负，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第三种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为负，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第四种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为负，电解电容C2电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第五种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第六种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第七种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为电解电容C1提供，电压大小为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第八种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C2电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第九种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo；
第十种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是高电平，开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA3导通，开关管SA2和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，电解电容C1电压为0.5Vdc，飞跨电容CFA正在充电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
第十一种工作模式为：开关管SA1驱动信号和开关管SA2驱动信号是高电平，开关管SA3驱动信号和开关管SA4驱动信号是低电平，开关管SA1和开关管SA2导通，开关管SA3和开关管SA4关断，此时输出电压Vo为0.5Vdc，输出电流为正，飞跨电容CFA既不充电也不放电，分裂电感LA1的电压为0.5Vdc-Vo；
第十二种工作模式为：开关管SA2驱动信号和开关管SA4驱动信号是高电平，开关管SA1驱动信号和开关管SA3驱动信号是低电平，开关管SA2和开关管SA4导通，开关管SA1和开关管SA3关断，此时输出电压Vo为0，输出电流为正，飞跨电容CFA正在放电且电压为0.5Vdc，分裂电感LA1的电压为0-Vo，分裂电感LA2的电压与分裂电感LA1的电压大小相等方向相反；
所述步骤S4中目标函数为：
式中，是参考电压u*的实部和虚部；式中，/>是参考电流i*的实部和虚部；uoα(k+1)、uoβ(k+1)是所预测输出电压uo的实部和虚部；ioα(k+1)、ioβ(k+1)是所预测输出电流io的实部和虚部；vC1(k+1)、vC2(k+1)是所预测的电解电容C1、C2上的电压；λ是权重系数。
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