CN115940094A

CN115940094A - 基于反激式开关电源的原边控制保护电路及保护方法

Info

Publication number: CN115940094A
Application number: CN202310227003.8A
Authority: CN
Inventors: 陈志军; 陈童
Original assignee: Chengdu Zhirong Microelectronics Co ltd
Current assignee: Chengdu Zhirong Microelectronics Co ltd
Priority date: 2023-03-10
Filing date: 2023-03-10
Publication date: 2023-04-07
Anticipated expiration: 2043-03-10
Also published as: CN115940094B

Abstract

本发明公开了一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路及保护方法，涉及开关电源技术领域，该原边控制保护电路主要包括谷底侦测电路、谷底计数与控制电路、保护电路；该保护电路主要用于当第一预设时间内反馈电压一直大于保护阈值且第一预设时间内未检测到CCM信号时，判定当前反激式开关电源输出过载，并输出过载保护指令；当反馈电压大于保护阈值且第一预设时间内检测到CCM信号时，若在第二预设时间内持续检测到CCM信号则判定当前反激式开关电源输出短路，并输出短路保护指令；第二预设时间短于第一预设时间。本发明能够实现短路保护。

Description

基于反激式开关电源的原边控制保护电路及保护方法

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路及保护方法。

背景技术

开关电源在实际应用中可能会面临各种恶劣的情况，为了保证开关电源的可靠性，需要设计相应的故障保护电路，例如过压保护电路、过载保护电路和短路保护电路等。

在现有的一种技术方案中，通过使用输出过载保护电路来实现输出短路保护的功能。以反激式开关电源为例，其原理图如图1所示，反激式开关电源包括原边部分、副边部分和辅助部分。其中，原边部分主要包括原边电感绕组Np、原边开关管Q1和原边控制电路，原边电感绕组Np的异名端连接输入电压Vbulk，原边电感绕组Np的同名端连接原边开关管Q1的漏极，原边电感绕组Np的两端连接电阻R1、电容C1和二极管D0以构成RCD尖峰吸收电路，原边开关管Q1的源极通过原边电流检测电阻R_CS后接地，原边开关管Q1的栅极连接原边控制电路的DRV引脚，输入电压Vbulk经过限流电阻R0后给电容C0充电以为原边控制电路的VDD引脚提供电压；副边部分包括副边电感绕组Ns、输出整流管Q2、副边控制电路和发光二极管I1A，副边电感绕组Ns的异名端接地，副边电感绕组Ns的同名端接输出整流管Q2的源极，输出整流管Q2的漏极连接输出电容Cout以提供输出电压Vout，输出整流管Q2的栅极连接副边控制电路。输出电压Vout经过采样电组R3和采样电组R4后输入到稳压二极管TL431，而稳压二极管TL431的输出电流通过发光二极管I1A和原边的光敏三极管I1B组成的光耦反馈回原边控制电路的FB引脚处；辅助部分主要包括辅助绕组Na以及采样电阻R5和采样电阻R6，辅助绕组Na的异名端接地，辅助绕组Na的同名端连接由采样电阻R4和采样电阻R5组成的串联结构以将采样电压输入到原边控制电路的ZCD引脚。

在反激式开关电源中，经过光耦反馈回原边控制电路的FB电压与输出负载呈正相关，即输出负载越大，FB电压越大。当反激式开关电源输出短路后，其输出电流非常大，此时反激式开关电源的功率也非常大，因此会触发输出过载保护电路。输出过载保护电路检测到表征输出负载信息的电压V_FB，并与设定保护阈值进行比较，如果在预设时间内电压V_FB一直高于设定保护阈值，则判断反激式开关电源输出过载，使反激式开关电源停止工作并进入保护状态。

该技术方案的缺点是：若输出过载保护电路的判定时间较长，短路状态下反激式开关电源会以非常大的电流持续工作一段时间，导致反激式开关电源的功耗过大和应力过大。若输出过载保护电路的判定时间较短，负载跳变时可能会导致输出过载保护电路误判。

因此，在现有的技术方案中，通常会单独设计输出短路保护电路。在反激式开关电源中，通常使用辅助绕组获得输出电压信息，并在辅助绕组处使用采样电阻进行采样，可以获得与副边输出电压相同变化趋势的电压V_ZCD。输出短路保护电路检测表征输出电压信息的电压V_ZCD，并与设定保护阈值进行比较。如果电压V_ZCD在预设时间内一直低于设定保护阈值，则判断反激式开关电源输出短路，使反激式开关电源停止工作并进入保护状态。

该技术方案的缺点是：当反激式开关电源输出短路后输出电压很低，电压V_ZCD也很低。如果设定保护阈值比较低，容易因为电压V_ZCD毛刺尖峰超过设定保护阈值，导致反激式开关电源退出短路保护。如果设定保护阈值比较高，可能会使反激式开关电源误判为输出短路。为了防止误出发，输出短路保护电路的判定时间比较长，当输出短路保护电路无法及时进行保护时，反激式开关电源会在此判定时间内以高频大电流的状态工作，使得反激式开关电源的功耗过大和应力过大。上述技术方案进行短路保护时的波形如图2所示。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路及保护方法，通过检测负载反馈信息以及工作模式，提高输出短路判定准确性并且缩短判定时间，实现输出短路保护。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

第一方面，本发明提供了一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路，至少包括：

谷底侦测电路，用于检测ZCD引脚采样的输出电压的波形变化，并当所述ZCD引脚采样的输出电压出现谷底信号时输出脉冲信号；其中，一次所述谷底信号对应一个所述脉冲信号；

谷底计数与控制电路，与所述谷底侦测电路连接，用于：

在开关周期内未检测到所述脉冲信号时，输出CCM信号；

保护电路，与所述谷底计数与控制电路连接，用于：

检测FB引脚采样的反馈电压；

当第一预设时间内所述反馈电压一直大于保护阈值且所述第一预设时间内未检测到所述CCM信号时，判定当前反激式开关电源输出过载，并输出过载保护指令；

当所述反馈电压大于所述保护阈值且所述第一预设时间内检测到所述CCM信号时，若在第二预设时间内持续检测到所述CCM信号，则判定当前反激式开关电源输出短路，并输出短路保护指令；其中，所述第二预设时间短于所述第一预设时间，且在所述第一预设时间内检测到所述CCM信号时的时刻为所述第二预设时间的起始时刻；

开关频率控制电路，与所述谷底计数与控制电路连接，用于：

当检测到的所述CCM信号的持续时间大于设定时间时，将固定开关频率切换至最小值。

第二方面，本发明还提供了一种基于反激式开关电源的原边控制保护方法，包括：

谷底侦测电路检测ZCD引脚采样的输出电压的波形变化，并当所述ZCD引脚采样的输出电压出现谷底信号时所述谷底侦测电路输出脉冲信号；其中，一次所述谷底信号对应一个所述脉冲信号；

在开关周期内谷底计数与控制电路未检测到所述谷底侦测电路输出的脉冲信号时输出CCM信号；

保护电路检测FB引脚采样的反馈电压，并当第一预设时间内所述反馈电压一直大于保护阈值且所述第一预设时间内未检测到所述CCM信号时，判定当前反激式开关电源输出过载，所述保护电路输出过载保护指令，当所述反馈电压大于所述保护阈值且所述第一预设时间内检测到所述CCM信号时，若在第二预设时间内持续检测到所述CCM信号，则判定当前反激式开关电源输出短路，所述保护电路输出短路保护指令；其中，所述第二预设时间短于所述第一预设时间，且在所述第一预设时间内检测到所述CCM信号时的时刻为所述第二预设时间的起始时刻；

开关频率控制电路检测到的所述CCM信号的持续时间大于设定时间时，将固定开关频率切换至最小值。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明增加CCM信号作为输出短路判定条件，可以提高输出短路判定的准确性，大大缩短输出短路的判定时间，快速启动输出短路保护，降低在输出短路期间内系统的功耗以及应力。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术方案反激式开关电源原理图；

图2为现有技术方案输出短路保护工作波形图；

图3为现有技术方案反激式开关电源输出短路时的正常波形图；

图4为本发明实施例反激式开关电源输出短路时的正常波形图；

图5为本发明实施例基于反激式开关电源的原边控制保护电路原理图；

图6为本发明实施例保护电路原理图；

图7为本发明实施例第一时钟频率图；

图8为本发明实施例第二时钟频率图；

图9为本发明实施例基于反激式开关电源的原边控制保护电路的流程图；

图10为本发明实施例基于反激式开关电源的原边控制保护方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明适用于开关电源技术领域，包括但不限应用于快速充电、适配器、充电器等开关电源技术领域。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

当反激式开关电源正常工作时，原边电感绕组Np在原边开关管Q1导通期间进行充电励磁，在原边开关管Q1断开期间，将能量转移到副边电感绕组Ns并对负载放电。当副边电感绕组Ns的电流下降到零时，LC电路开始谐振，由于电路中存在电阻消耗能量，电压波形呈现减幅振荡。若反激式开关电源在谐振的谷底导通，则称之为准谐振（Quasi-Resonant，QR）反激，工作在QR模式的开关电源开关管的导通电压比连续模式（Continuous ConductionMode，CCM）更低，有利于降低开关损耗，峰值电流比CCM更小，有利于减小变压器铜损。

当反激式开关电源输出短路时，输出电压快速下降到0，输出电流迅速增大，此时输出负载非常大，为提供足够的能量，反激式开关电源会以最大频率（100KHz以上）工作。副边电感绕组Ns的电感电压为，即当输出短路时电感电压很低电流很大，因此副边电感绕组N_S放电速度很慢，退磁需要的时间很长。此时的开关周期非常短，副边电流I_S无法下降到零，在一下个开关周期传递回原边电感绕组N_p，原边电流I_p从副边剩余电流的基础上继续增加，此时，反激式开关电源将会进入在CCM工作，因此CCM信号可以作为输出短路的判定信号使用。反激式开关电源输出短路时的信号波形如图3所示。

反激式开关电源通常使用辅助绕组Na采集副边电感绕组Ns的电压波形，因为辅助绕组Na的电压波形与副边电感绕组Ns的电压波形变化趋势一致。对辅助绕组Na进行电压波形检测，若原边开关管Q1在未检测到谐振谷底之前开通，则认为反激式开关电源工作在CCM。如果连续三个开关周期内，反激式开关电源都工作在CCM下，则将反激式开关电源的开关频率降为最低（约20KHz），降低短路时系统的功耗以及应力，并且将CCM信号送入保护电路作为输出短路判定条件。

另外，由于输出短路时输出电压很低、输出电流很大，将输入光耦的电压迅速拉低，因此光耦反馈回原边的电流很小，在FB引脚处得到的电压值与电流成反比，因此电压V_FB很大。将电压V_FB与内部设定的保护阈值进行比较，在预设时间内如果电压V_FB一直高于保护阈值，并且反激式开关电源一直工作在CCM，则判定此时输出短路。增加CCM信号作为输出短路判定条件，可以提高输出短路判定的准确性，大大缩短输出短路的判定时间，快速启动输出短路保护，降低输出短路期间的系统的功耗以及应力，短路保护工作波形如图4所示。

实施例一

如图5所示，本发明实施例提供的基于反激式开关电源的原边控制保护电路至少包括：

谷底侦测电路，用于检测ZCD引脚采样的输出电压的波形变化，并当所述ZCD引脚采样的输出电压出现谷底信号时输出脉冲信号；其中，一次所述谷底信号对应一个所述脉冲信号。

谷底计数与控制电路，与所述谷底侦测电路连接，用于：在开关周期内未检测到所述脉冲信号时，输出CCM信号。

保护电路，与所述谷底计数与控制电路连接，用于：

检测FB引脚采样的反馈电压。

当第一预设时间内所述反馈电压一直大于保护阈值且所述第一预设时间内未检测到所述CCM信号时，判定当前反激式开关电源输出过载，并输出过载保护指令。

当所述反馈电压大于所述保护阈值且所述第一预设时间内检测到所述CCM信号时，若在第二预设时间内持续检测到所述CCM信号，则判定当前反激式开关电源输出短路，并输出短路保护指令；其中，所述第二预设时间短于所述第一预设时间，且在所述第一预设时间内检测到所述CCM信号时的时刻为所述第二预设时间的起始时刻。

开关频率控制电路，与所述谷底计数与控制电路连接，用于：当检测到的所述CCM信号的持续时间大于设定时间时，将固定开关频率切换至最小值。

优选地，该原边控制保护电路，还包括：RS触发器和驱动电路；所述开关频率控制电路的输出端与所述RS触发器的S端连接；所述RS触发器的Q端与所述驱动电路连接。

所述谷底计数与控制电路，还用于：在开关周期内检测到所述脉冲信号时，输出QR_on信号；其中QR_on信号表示DRV以QR模式导通的信号。

所述开关频率控制电路，还用于：当检测到所述QR_on信号时，输出DRV_on信号；其中，DRV_on信号表示DRV输出高电平使原边开关管导通的信号。

所述RS触发器，用于：当检测到所述DRV_on信号时，输出高电平信号。

所述驱动电路，用于：当检测到所述RS触发器输出的高电平信号时，输出使原边开关管导通的驱动信号。

进一步地，该原边控制保护电路还包括第一比较器和逻辑电路。

所述第一比较器，用于：

检测FB引脚采样的反馈电压和CS引脚采样的原边电压。

当所述原边电压小于或者等于所述反馈电压时，输出高电平信号。

当所述原边电压大于所述反馈电压时，输出低电平信号。

所述逻辑电路的第一输出端与所述第一比较器的输出端连接，所述逻辑电路的输出端与所述RS触发器的R端连接。

所述逻辑电路，用于：

当检测到所述第一比较器输出的高电平信号时，输出原边开关管导通信号；当检测到所述第一比较器输出的低电平信号时，输出原边开关管关断信号。

所述RS触发器，还用于：

当检测到所述逻辑电路输出的原边开关管导通信号，输出高电平信号；当检测到所述逻辑电路输出的原边开关管关断信号，输出低电平信号。

所述驱动电路，还用于：当检测到所述RS触发器输出的低电平信号时，输出使原边开关管关断的驱动信号。

进一步地，所述保护电路的输出端与所述逻辑电路的第二输出端连接；所述逻辑电路，还用于：当检测到所述过载保护指令或者短路保护指令时，输出原边开关管关断信号。

其中，所述保护电路包括第二比较器、计数电路以及二选一电路；

所述第二比较器，用于：

检测FB引脚采样的反馈电压。

当所述反馈电压大于保护阈值时，输出高电平信号。

所述二选一电路，用于：

当未检测到所述CCM信号时，输出第一时钟频率。

当检测到所述CCM信号时，输出第二时钟频率；其中，所述第一时钟频率低于所述第二时钟频率。

所述计数电路，用于：

当检测到所述第二比较器输出的高电平信号且所述二选一电路输出的第一时钟频率时，按照所述第一时钟频率计数，并当所述第一时钟频率计数至第一预设时间时，判定当前反激式开关电源输出过载，然后输出过载保护指令。

当检测到所述第二比较器输出的高电平信号且所述二选一电路输出的第二时钟频率时，按照所述第二时钟频率计数，并当所述第二时钟频率计数至第二预设时间时，判定当前反激式开关电源输出短路，然后输出短路保护指令。

当检测到所述第二比较器输出的高电平信号，且当时钟频率由第一时钟频率切换至第二时钟频率时或者由第二时钟频率切换至第一时钟频率，按照切换后的时钟频率重新计数。

本发明实施例提供的基于反激式开关电源的原边控制保护电路的具体工作过程如下所示。

反激式开关电源采用电流模式进行控制。当反激式开关电源输出短路时，输出电压迅速下降，经过光耦反馈回FB引脚的电流减小，芯片内部电阻分压减小，于是FB引脚处的电压V_FB增大，同时输出电流很大，在原边开关管Q1的源极上串联的检测电阻R_CS上可以得到表征输出电流大小的电压V_CS。芯片内部的比较器（即上述的第一比较器）通过反馈电压信号V_FB与原边电流采样信号V_CS进行比较来控制原边开关管Q1的导通时间，电压V_CS是一个正斜率的斜坡信号，当电压V_CS增大到超过电压V_FB后，该比较器输出翻转为低电平并送入逻辑电路，在逻辑电路中产生原边开关管关断信号送入RS触发器R端，通过驱动电路使原边开关管关断。因此电压V_FB增大导致原边开关管导通时间增加，于是一个开关周期内副边电感绕组放电时间变短。

谷底侦测电路用来检测ZCD引脚采样的输出电压的波形变化。正常工作状态下，副边电流I_S下降到零后，LC电路会产生谐振，由于电路中存在电阻消耗能量，谐振的电压波形呈减幅振荡，但谐振周期不变。将每个谐振周期电压波形振荡的最低点都称为谷底，谷底侦测电路每检测到一次谷底信号便输出一个脉冲信号，并将脉冲信号VY_clk输入到谷底计数与控制电路。

在原边开关管Q1关断期间，谷底计数与控制电路对脉冲信号进行计数，计数大于0则输出QR_on信号到开关频率控制电路，然后开关频率控制电路根据QR_on信号输出DRV_on信号，并送入RS触发器的S端，以使RS触发器输出为高电平，接着驱动电路根据RS触发器输出的高电平使原边开关管Q1导通。

在原边开关管Q1导通期间，谷底计数与控制电路对脉冲信号VY_clk进行计数，其计数数量就表示准谐振导通的谷底数，即当谷底计数与控制电路的计数为n时表示原边开关管Q1在第n个谷底导通。

如果谷底侦测电路长时间检测不到谷底信号，反激式开关电源将按照预设的开关频率使原边开关管Q1强制导通，此时谷底计数与控制电路计数的脉冲信号数量为零，此时谷底计数与控制电路将会输出CCM信号，则表示反激式开关电源退出QR模式进入CCM。

由于反激式开关电源输出短路时输出功率很大，为提供足够大的能量，反激式开关电源会以最高频率工作。同时原边开关管Q1导通的占空比很大，副边电感绕组Ns放电时间很短，因此副边电流I_S无法下降到零。此时谷底侦测电路还未检测到谷底信号，原边开关管Q1就会强制导通，反激式开关电源将工作在CCM。当谷底侦测电路检测不到谷底信号，就不会输出脉冲信号，谷底计数与控制电路在当前开关周期就会输出CCM信号并送入保护电路。如果CCM信号持续三个开关周期，谷底计数与控制电路则会控制开关频率控制电路切换到最低的固定开关频率，使反激式开关电源开关频率变慢，尽可能降低输出功耗。

当反激式开关电源输出短路时，输出负载非常大，在触发输出短路保护的同时，也会触发输出过载保护，因此结合输出过载保护电路设计输出短路保护电路，实现共用电路资源，有效降低成本的效果。其中，保护电路示意图如图6所示。

保护电路检测反馈电压信号V_FB，并将反馈电压信号V_FB与内部设定的保护阈值V_ref进行比较，实现输出过载保护。当输出负载过大时，反馈电压信号V_FB增大，若反馈电压信号V_FB超过保护阈值V_ref，则比较器输出olp_det翻转为高电平，保护电路中的计数电路开始计数。在输出过载保护判定的预设时间T1内，若反馈电压信号V_FB始终大于保护阈值V_ref且未检测到CCM信号，则判定当前反激式开关电源输出过载，启动输出过载保护OLP，令反激式开关电源停止工作。如果在触发输出过载保护判定期间检测到CCM信号，则进行输出短路保护判定，切换计数时钟频率，即由图7所示的时钟频率切换至图8所示的时钟频率，缩短输出过载保护判定时间。

如图9所示，本发明实施例所述的一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路的工作流程为：保护电路检测到反馈电源信号V_FB大于保护阈值V_ref时，计数电路开始计数。反激式开关电源输出短路时产生的CCM信号在被送入开关频率控制电路的同时也会被送入保护电路，因此保护电路如果还检测到了CCM信号，说明此时负载过大是由输出短路引起的，为避免副边整流管电压应力长时间过大造成器件损伤，将计数电路使用的时钟频率CLK1切换为更快的时钟频率CLK2，缩短过载保护的判定时间为T2。如果在判定时间T2内反馈电压信号V_FB始终大于保护阈值V_ref，但没有持续检测到CCM信号，则将计数电路使用的时钟频率切换回时钟频率CLK1，退出输出短路判定进入输出过载判定，并且开关频率控制电路也不再以最低的固定开关频率工作。如果判定时间T2内，反馈电压信号V_FB始终大于保护阈值V_ref，并且持续检测到CCM信号，则判定当前系统输出短路，启动输出短路保护UVP，控制驱动电路将原边开关管Q1关断，令反激式开关电源停止工作。由于判定时间T2比较短，因此短路时产生的功耗也比较小，同时缩短了副边整流管电压应力过大的时间，降低了器件损伤的风险。

实施例二

如图10所示，本发明实施例提供了一种基于反激式开关电源的原边控制保护方法，包括：

步骤100：谷底侦测电路检测ZCD引脚采样的输出电压的波形变化，并当所述ZCD引脚采样的输出电压出现谷底信号时所述谷底侦测电路输出脉冲信号；其中，一次所述谷底信号对应一个所述脉冲信号。

步骤200：在开关周期内谷底计数与控制电路未检测到所述谷底侦测电路输出的脉冲信号时输出CCM信号。

步骤300：保护电路检测FB引脚采样的反馈电压，并当第一预设时间内所述反馈电压一直大于保护阈值且所述第一预设时间内未检测到所述CCM信号时，判定当前反激式开关电源输出过载，所述保护电路输出过载保护指令，当所述反馈电压大于所述保护阈值且所述第一预设时间内检测到所述CCM信号时，若在第二预设时间内持续检测到所述CCM信号，则判定当前反激式开关电源输出短路，所述保护电路输出短路保护指令；其中，所述第二预设时间短于所述第一预设时间，且在所述第一预设时间内检测到所述CCM信号时的时刻为所述第二预设时间的起始时刻。

步骤400：开关频率控制电路检测到的所述CCM信号的持续时间大于设定时间时，将固定开关频率切换至最小值。

进一步地，该方法还包括：

在开关周期内所述谷底计数与控制电路检测到所述脉冲信号时，输出QR_on信号。当开关频率控制电路检测到所述QR_on信号时输出DRV_on信号。当RS触发器检测到所述DRV_on信号时输出高电平信号。当驱动电路检测到所述RS触发器输出的高电平信号时输出使原边开关管导通的驱动信号。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims

1.一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路，其特征在于，至少包括：

谷底计数与控制电路，与所述谷底侦测电路连接，用于：

在开关周期内未检测到所述脉冲信号时，输出CCM信号；

保护电路，与所述谷底计数与控制电路连接，用于：

检测FB引脚采样的反馈电压；

2.根据权利要求1所述的一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路，其特征在于，还包括：RS触发器和驱动电路；

所述开关频率控制电路的输出端与所述RS触发器的S端连接；所述RS触发器的Q端与所述驱动电路连接；

所述谷底计数与控制电路，还用于：

在开关周期内检测到所述脉冲信号时，输出QR_on信号；

所述开关频率控制电路，还用于：

当检测到所述QR_on信号时，输出DRV_on信号；

所述RS触发器，用于：

当检测到所述DRV_on信号时，输出高电平信号；

所述驱动电路，用于：

当检测到所述RS触发器输出的高电平信号时，输出使原边开关管导通的驱动信号。

3.根据权利要求2所述的一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路，其特征在于，还包括第一比较器和逻辑电路；

所述第一比较器，用于：

检测FB引脚采样的反馈电压和CS引脚采样的原边电压；

当所述原边电压小于或者等于所述反馈电压时，输出高电平信号；

当所述原边电压大于所述反馈电压时，输出低电平信号；

所述逻辑电路的第一输出端与所述第一比较器的输出端连接，所述逻辑电路的输出端与所述RS触发器的R端连接；

所述逻辑电路，用于：

当检测到所述第一比较器输出的高电平信号时，输出原边开关管导通信号；

当检测到所述第一比较器输出的低电平信号时，输出原边开关管关断信号；

所述RS触发器，还用于：

当检测到所述逻辑电路输出的原边开关管导通信号，输出高电平信号；

当检测到所述逻辑电路输出的原边开关管关断信号，输出低电平信号；

所述驱动电路，还用于：

当检测到所述RS触发器输出的低电平信号时，输出使原边开关管关断的驱动信号。

4.根据权利要求3所述的一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路，其特征在于，所述保护电路的输出端与所述逻辑电路的第二输出端连接；

所述逻辑电路，还用于：

当检测到所述过载保护指令或者短路保护指令时，输出原边开关管关断信号。

5.根据权利要求4所述的一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路，其特征在于，所述保护电路包括第二比较器、计数电路以及二选一电路；

所述第二比较器，用于：

检测FB引脚采样的反馈电压；

当所述反馈电压大于保护阈值时，输出高电平信号；

所述二选一电路，用于：

当未检测到所述CCM信号时，输出第一时钟频率；

当检测到所述CCM信号时，输出第二时钟频率；其中，所述第一时钟频率低于所述第二时钟频率；

所述计数电路，用于：

当检测到所述第二比较器输出的高电平信号且所述二选一电路输出的第一时钟频率时，按照所述第一时钟频率计数，并当所述第一时钟频率计数至第一预设时间时，判定当前反激式开关电源输出过载，然后输出过载保护指令；

6.根据权利要求5所述的一种基于反激式开关电源的原边控制保护电路，其特征在于，所述计数电路，还用于：

7.一种基于反激式开关电源的原边控制保护方法，其特征在于，包括：

8.根据权利要求7所述的一种基于反激式开关电源的原边控制保护方法，其特征在于，还包括：

在开关周期内所述谷底计数与控制电路检测到所述脉冲信号时，输出QR_on信号；

当开关频率控制电路检测到所述QR_on信号时输出DRV_on信号；

当RS触发器检测到所述DRV_on信号时输出高电平信号；

当驱动电路检测到所述RS触发器输出的高电平信号时输出使原边开关管导通的驱动信号。