CN110829383A - 一种双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及开关电源领域，公开了一种双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路。包括：退磁时间检测电路，用于检测初始绕组侧的功率开关管漏端电压变化来检测退磁时间；退磁时间设置电路，包括CS峰值采样保持电路和自适应退磁时间比较电路，所述CS峰值采样保持电路采样并保持每次PWM开启时的CS峰值信号，所述自适应退磁时间比较电路根据采样的CS峰值信号，输出自适应退磁阈值时间；逻辑判断电路，用于比较退磁时间和阈值时间，如果退磁时间小于阈值时间，则输出保护信号。采用本发明的技术方案，将输出电压变化通过退磁时间的长短直接体现出来，能实现多种异常情况下的保护措施，减少系统工作的异常状态，避免安全隐患。

Description

一种双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路

技术领域

本发明涉及开关电源设计领域，特别是一种双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路。

背景技术

随着消费电子产品强劲的需求以及各种电子产品的更新换代，对电源模块的要求也越来越高。电源模块通常为功能模块提供恒定的电压或恒定的电流，以保证它们稳定的工作。根据市场需求和成本控制，现在的电源模块体积越做越小，PCB板上器件也越来越少，既可以做便携式小型化应用，又可以节约终端成本，省略辅助绕组的拓扑结构应运而生。双绕组省略了辅助绕组，那么没有辅助绕组给VCC端供电，可以节省充电电阻，VCC端正向二极管。那么VCC端只能采取自供电，即初级绕组给VCC端供电。与此同时，对于副边反馈开关电源来讲，通过光耦和TL431端来检测输出端负载情况。输出电压大小，直接影响光耦电流，而光耦电流会直接影响FB端电压大小，通过FB电压大小，既可以调节内部振荡器工作频率，又能控制初级绕组的峰值电流，即控制占空比。通过这种拓扑结构调节初级绕组提供给次级绕组能量大小，让输出趋于平稳。

此种拓扑结构的特点是可以通过光耦电流调节FB电压来间接检测输出状态。例如，当输出端满载启动时，此时输出电压低，必然的需要给输出提供最大的能量，系统控制IC以最大工作频率和最大峰值电流提供能量，满载启动的状态类似于过载状态，为了满足带载启动能力要求又要兼顾真正的过载保护。传统常规电路往往设置固定保护时间，记录为TOLP时间。正常情况下，在保护时间TOLP时间，系统提供最大能量，输出电压会上升，那么通过光耦和TL431的反馈回路，FB电压会上升，会降低工作频率，并且降低初级绕组峰值电流，降低初级给次级提供的能量，通过这种调节让输出保持稳定状态。

但是考虑到电源系统应用的复杂性，在异常状态下，比如在PCB板大规模批量生产，光耦和TL431反馈端异常状态下；或者客户对变压器设计出错时，往往变压器的实际参数和设计典型值有非常大的差异。对应双绕组来说，只能靠FB端检测输出状态，不能直观判断输出状态。例如FB端电阻虚焊，导致FB端实际悬空状态，FB端被会被IC内部下拉电阻变成低电压。当F端B处于低电压，系统认为处于过载保护状态。在设计的固定保护TLOP时间之内，IC会一直以最大能量给输出供电。如果输出此时为空载，输出电压会迅速上升，输出电压超过额定电压时，因为没有反馈机制检测输出电压，输出电压会继续上升，在保护时间TOLP时间内会一直上升，导致输出电容炸机，造成非常严重的安全隐患。

另一情况，当连接次级绕组的续流二极管在工程应用发生异常导致开路时，输出没有能量传入，会让输出电压一直保持低电平，这样情况下，通过反馈端FB得到的信息，需要初级绕组最大能量方式工作，但是输出端没有能量传输，初始绕组端却是最大能量提供，也会持续整个TOLP时间，整个电源系统完全异常工作。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：为克服现有的双绕组副边反馈开关电源拓扑结构不能直观反映输出电压升高，不能保护反馈端FB脚悬空，不能保护输出二极管端悬空的问题，提供了一种双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路。

本发明采用的技术方案如下：一种双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，包括退磁时间检测电路、退磁时间设置电路、逻辑判断电路；

所述退磁时间检测电路用于检测初始绕组侧的功率开关管漏端电压变化来检测退磁时间；

所述退磁时间设置电路包括CS峰值采样保持电路和自适应退磁时间比较电路，所述CS峰值采样保持电路采样并保持每次PWM开启时的CS峰值信号，所述自适应退磁时间比较电路根据采样的CS峰值信号输出变化的退磁阈值时间；

所述逻辑判断电路比较退磁时间和阈值时间，如果退磁时间小于阈值时间，则输出保护信号。

进一步的，采用内部带隙基准产生偏置电压V1和偏置电压V2,其中偏置电压V1小于偏置电压V2，所述退磁时间检测电路的输入端连接GT端、内部偏置电压V1和内部偏置电压V2，所述初级绕组的两侧分别为VIN端和DRAIN端，所述功率开关管的漏极连接DRAIN端，所述功率开关管的漏极和栅极之间连接电阻R1，所述功率开关管的栅极连接所述GT端。

进一步的，当PWM关断时，在退磁时间内,GT端电压为钳位在内部偏置电压VA，在退磁结束之后DRIAN端电压会阻尼震荡，电阻R1和功率开关管的栅漏寄生电容组成电阻电容并联电路，使GT端以内部偏置电压VA为中心上下振荡，GT端振荡的相位和DRAIN端振荡的相位同步，所述退磁时间检测电路在DRAIN端的第一个下降信号输出退磁信号TD。

进一步的，在退磁时间检测电路中，屏蔽掉PWM关断初期产生感应电动势的阶段。

进一步的，所述CS峰值采样保持电路的输入端连接初始绕组侧的CS信号端，所述CS峰值采样保持电路的输入端还连接PWM信号，将CS峰值信号输出为为平稳的CSD电压信号。

进一步的，所述自适应退磁时间比较电路输入端连接CSD电压信号，先将CSD电压信号转换为电流，让电流给电容充电使电容上产生斜波电压，然后将电容上的斜波电压信号和固定电压信号V2比较转换成时间信号，进而得到阈值时间。

进一步的，所述自适应退磁时间比较电路输入端连接CSD电压信号，先将CSD电压信号转换为电流，让电流给电容充电使电容上产生斜波电压，然后将电容上的斜波电压信号和固定电压信号V1比较转换成时间信号，进而产生TDLEB信号，因为V1电压小于V2电压，必然的TDLEB信号小于TD信号，将产生的TDLEB信号连接到退磁时间检测电路，TDLED信号屏蔽DRAIN端在PWM关断瞬间产生的耦合振铃信号，屏蔽此时有可能产生的错误退磁信号。

进一步的，PWM开启是通过内部振荡器的信号的上升沿触发。

与现有技术相比，采用上述技术方案的有益效果为：采用本发明的技术方案，将输出电压的变化通过退磁时间的长短直接体现出来，能实现输出电压过高时、反馈FB端开路时、输出端二极管开路时等情况下的保护措施，减少系统工作的异常状态，避免了安全隐患，在异常状态下保护电源系统。

附图说明

图1为典型的双绕组副边反馈反激AC/DC电路拓扑结构图；

图2为本发明所述保护电路的一种具体实施方式示意图；

图3为自适应退磁时间比较电路示意图；

图4为负载变化时，自适应的阈值时间，各电路节点的信号时序示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步描述。

如图1所示的典型双绕组副边反馈反激AC/DC电路拓扑结构图。初始绕组两端为VIN端和DRAIN端，所示DRAIN端连接电阻和电容组成的并联电路的一端，所述并联电路的另一端连接VIN端，所述功率开关管M1的漏极连接DRAIN端，所述功率开关管M1的漏极和栅极之间连接第一电阻R1，所述功率开关管M1的栅极连接芯片的GT端，所述功率开关管M1的源极依次连接晶体管M2、第二电阻R2后接地。第一电阻R1是IC内部启动电阻，第二电阻R2是IC外部逐周期电流峰值检测电阻，功率开关管M1是IC外部功率MOSFET，晶体管M2是IC内部低导通电阻NMOS。所述功率开关管M1和晶体管M2之间连接芯片ED端，所述第二电阻R2和晶体管M2之间的节点连接芯片CS端，第一电容C1是VCC端电容，芯片VCC端分别连接光耦101和第一电容C1，光耦101连接第二电容C2后接地，第二电容C2是FB端电容，芯片FB端连接光耦101和第二电容C2。

二极管D1是次级绕组二极管，二极管D1连接次级绕组一端，次级绕组两端之间分别连接了电阻和电容后连接输出负载。如图1的拓扑结构图还包括了由光耦101和TL431组成的反馈电路。

实施例1：

如图2所示，一种双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，包括退磁时间检测电路、退磁时间设置电路、逻辑判断电路；

退磁时间检测电路：在双绕组副边反馈电路中，没有辅助绕组，不能采样到输出电压状态，同时因为隔离型的复变反馈输出电压的形式，光耦101和TL431反馈端不能直接反馈出输出电压过压状态，那么本发明通过检测初级绕组端电压变化信号来产生退磁时间，本实施例中所述退磁时间检测电路用于检测初始绕组侧的功率开关管M1漏端电压变化来检测退磁时间TD，如图1的实施例中，功率开关管M1的栅极和漏极之间连接第一电阻R1，退磁时间检测电路连接功率开关管M1的栅极；所述退磁时间检测电路,在功率开关管M1关断期间，通过判断功率开关管M1的漏端的电压是上升还是下降，来检测退磁信号和谷底信号。固然的，在系统正常工作时，当输出轻载，输出重载，退磁时间固然的不同，因此也需要根据负载状态产生自适应退磁阈值时间。

退磁时间设置电路：所述退磁时间设置电路包括CS峰值采样保持电路和自适应退磁时间比较电路，所述CS峰值采样保持电路采样并保持每次PWM开启时的CS峰值信号，采样到逐周期电流检测电阻的峰值电压并保持稳定，输出CSD信号。所述自适应退磁时间比较电路根据输出负载状态，即根据采样的CS峰值信号，产生自适应退磁阈值时间TDOK；固然的，当输出负载较重，CS峰值电压大，退磁阈值时间长，当输出负载较轻，CS峰值电压小，退磁阈值时间小。逻辑判断电路：退磁时间检测电路的输出信号退磁时间TD接到逻辑判断电路的输入端，自适应退磁时间的输出信号阈值时间TDOK也接逻辑判断电路的输入端，所述逻辑判断电路比较退磁时间TD和阈值时间TDOK，如果退磁时间TD小于阈值时间TDOK，则输出保护信号PRO。

采用本实施例的保护电路，将输出电压变化通过退磁时间TD的长短间接体现出来。

当输出电压过高时，固然的退磁时间会变短，退磁时间会小于设置的阈值时间，就会触发保护信号PRO。

当发生反馈FB端开路时，此时系统拓扑结构中FB端电压一直是低电平，显然的系统也不能检测输出电压大小，常规电路一般都设置有保护时间，在保护时间内系统一直以最大能量提供给输出端。但是在本设计中，在设置的保护时间之内，如果输出电压过高，退磁时间也会小于设置的阈值时间，就会触发保护信号PRO，则会提前关断，保护输出端。

当次级绕组端的输出端二极管D1开路时，在功率管关闭期间，会在DRAIN端产生大的感应电动势，虽然次级绕组端悬空不会有退磁状态，但是本电路通过初级绕组电压变化来检测退磁时间，此状态下初级绕组的DRIAN端会产生非常大感应电动势，这样初级绕组的退磁时间非常短，此时也会触发保护信号PRO。

优选地，所述退磁时间检测电路的输入端一种具体的连接方式：所述退磁时间检测电路的输入端连接GT端、内部偏置电压V1和内部偏置电压V2，所述初级绕组的两侧分别为VIN端和DRAIN端，所述功率开关管的漏极连接DRAIN端，所述功率开关管的漏极和栅极之间连接第一电阻，所述功率开关管的栅极连接所述GT端。

在上述退磁时间检测电路中，当PWM关断时，在退磁时间内,GT端电压钳位在内部偏置电压VA，在退磁结束之后并开始振铃，DRAIN端电压以VIN电压为中心上下阻尼振荡，GT端以内部偏置电压VA为中心上下振荡，通过第一电阻R1和功率开关管M1的栅漏电容，GT端在退磁结束之后，也会以内部偏置电压VA为中心上下振荡，GT端振荡的相位和DRAIN端振荡的相位同步，那么DRAIN端下降时，GT端也会下降，因此通过DRIAN电压变化，就能检测到退磁信号，再通过逻辑运算，在DRAIN端的第一个下降信号输出退磁信号TD，退磁信号TD的输出端连接逻辑判断电路。

优选地，在退磁时间检测电路中，DRIAN端在PWM关断，在关断初期产生的感应电动势，因为变压器的漏感，功率开关管M1的寄生电容，会在DRAIN端产生耦合的振铃信号，此振铃信号的长短和输出负负载大小有关。在此时DRAIN端电压也会变化，虽然振荡幅度没有退磁结束之后振幅的大，但是为了避免检测到错误的退磁信号，屏蔽掉PWM关断初期产生感应电动势的阶段。

屏蔽掉PWM关断初期的方法：所述退磁时间检测电路，必须屏蔽在功率开关管M1关断初期，这个期间DRAIN端振铃信号产生的错误退磁信号，需要屏蔽掉该错误退磁信号；与此同时，DRAIN端振铃信号的时间长短和负载大小正相关。所述自适应退磁时间比较电路输入端连接CSD电压信号，通过模块内部电路先将CSD电压信号转换为电流，再用电流给电容充电使电容上产生斜波电压，然后将电容上的斜波电压信号和固定电压信号V1比较转换成时间逻辑，进而产生TDLEB信号，产生的TDLEB信号连接到退磁时间检测电路，就能根据负载大小，通过TDLED信号自动屏蔽DRAIN端在PWM关断瞬间产生的耦合振铃信号，屏蔽此时有可能产生的错误退磁信号。

优选的，所述CS峰值采样保持电路的输入端连接初始绕组侧的CS信号端，所述CS峰值采样保持电路的输入端还连接PWM信号，CS本身为三角波，通过采样保持电路将三角波的峰值输出为CSD电压信号。因为，电源系统输出负载大小可以通过CS峰值体现出来；因此负载越大，初级绕组峰值电流越大，CS峰值越大，CSD电压信号的峰值电压越大。负载轻时CSD电压信号的峰值电压越小。通过自适应退磁比较时间电路，将CSD电压信号转换为时间信号。

CSD电压信号转换为时间信号方法：所述自适应退磁时间比较电路输入端连接CSD电压信号，通过模块内部电路先将CSD电压信号转换为电流，再用电流给电容充电使电容上产生斜波电压，然后将电容上的斜波电压信号和固定电压信号V2比较转换成时间信号，进而得到阈值时间，即实现时间信号的转换。优选的，将输出设置为CSD电压越大，TDLEB越大，TDOK越大。CSD电压越小，TDLEB越小，TDOK越小。如图3所示是自适应退磁时间比较电路的其中一种实施结构，CSD信号输入比较器的正相输入端，比较器的负相输入端连接电阻后接地，所述比较器的输出端连接电阻后接地，比较器的输出端和负相输入端连接在一起的，接同一个电阻后接地，自适应退磁时间比较电路的VCC端连接电流源后连接比较器的输出端；PWM信号输入一个倒相放大器后连接两个晶体管的栅极，两个晶体管的漏极相连，其中一个晶体管的源极接地，另一个晶体管的源极连接电流源和VCC端，两个晶体管的漏极之间的节点分别连接充电电容和比较器的负相输入端，所述比较器的正向输入端为基准电压VBIAS(在获取阈值时间TDOK是，基准电压VBIAS为偏置电压V2；在获取TDLEB信号时，基准电压VBIAS为偏置电压V1)，所述比较器的输出端连接门与非门的一个输入端，门与非门的另一个输入端连接PWM信号，门与非门输出端输出TDOK信号。

优选的，第一电阻R1为M级电阻。

优选的，晶体管M2为内部MOSFET，晶体管M2的导通电阻要非常低。

优选的，内部振荡器的上升沿触发PWM每次开启。

如图4展示了时钟信号CLK，DRAIN端，退磁时间TD，PWMA信号、GTA端、CSA端、TDOKA端，PWMB信号、GTB端、CSB端、TDOKB端的信号时序。其中，GTA端、CSA端、TDOKA端表示的是负载相对较轻的情况，PWMB信号、GTB端、CSB端、TDOKB端表示的是负载相对较重的情况。负载较轻时，占空比小，CS峰值小，阈值时间TDOK小；负载较重时，占空比大，CS峰值大，阈值时间TDOK大。本发明的方案中，退磁阈值时间TDOK并不是固定的，负载大小不同，退磁阈值时间TDOK不同；在传统的方法中，如果设置固定的时间，必然错误触发保护信号。

本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。如果本领域技术人员，在不脱离本发明的精神所做的非实质性改变或改进，都应该属于本发明权利要求保护的范围。

Claims (8)

1.一种双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，其特征在于，包括退磁时间检测电路、退磁时间设置电路、逻辑判断电路；

所述退磁时间检测电路通过检测初始绕组侧的功率开关管漏端电压变化，来检测退磁时间；

所述退磁时间设置电路包括CS峰值采样保持电路和自适应退磁时间比较电路，所述CS峰值采样保持电路采样并保持每次PWM开启时的CS峰值信号，所述自适应退磁时间比较电路根据采样的CS峰值信号输出变化的退磁阈值时间；

所述逻辑判断电路比较退磁时间和阈值时间，如果退磁时间小于阈值时间，则输出保护信号。

2.如权利要求1所述的双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，其特征在于，采用内部带隙基准产生偏置电压V1和偏置电压V2,其中偏置电压V1小于偏置电压V2，所述退磁时间检测电路的输入端连接GT端、内部偏置电压V1和内部偏置电压V2，所述初级绕组的两侧分别为VIN端和DRAIN端，所述功率开关管的漏极连接DRAIN端，所述功率开关管的漏极和栅极之间连接电阻R1，所述功率开关管的栅极连接所述GT端。

3.如权利要求2所述的双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，其特征在于，当PWM关断时，在退磁时间内,GT端电压为钳位在内部偏置电压，在退磁结束之后DRIAN端电压会阻尼震荡，电阻R1和功率开关管的栅漏寄生电容组成电阻电容并联电路，使GT端以内部偏置电压为中心上下振荡，所述退磁时间检测电路在DRAIN端的第一次下降信号输出退磁信号TD。

4.如权利要求3所述的双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，其特征在于，在退磁时间检测电路中，屏蔽掉PWM关断初期产生感应电动势的阶段。

5.如权利要求1所述的双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，其特征在于，所述CS峰值采样保持电路的输入端连接初始绕组侧的CS信号端，所述CS峰值采样保持电路的输入端还连接PWM信号，将CS峰值信号输出为平稳的CSD电压信号。

6.如权利要求5所述的双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，其特征在于，所述自适应退磁时间比较电路输入端连接CSD电压信号，先将CSD电压信号转换为电流，让电流给电容充电使电容上产生斜波电压，然后将电容上的斜波电压信号和固定电压信号V2比较转换成逻辑信号，此逻辑信号和PWM信号运算，进而得到自适应阈值时间TD。

7.如权利要求6所述的双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，其特征在于，所述自适应退磁时间比较电路输入端连接CSD信号，先将CSD信号转换为电流，让电流给电容充电使电容上产生斜波电压，然后将电容上的斜波电压信号和固定电压信号V1比较转换成逻辑信号，此逻辑信号和PWM信号运算，进而产生TDLEB信号，将TDLEB信号连接到退磁时间检测电路，TDLED信号屏蔽DRAIN端在PWM关断瞬间产生的耦合振铃信号，屏蔽此时有可能产生的错误退磁信号。

8.如权利要求1所述的双绕组副边反馈开关电源多模式保护电路，其特征在于，PWM开启是通过内部振荡器的信号的上升沿触发。

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