CN115811281A - 线性放大器及电源调制器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种线性放大器，包括放大级、直流位准偏移级、补偿网络和功率级。放大级用于产生第一信号和第二信号。直流位准偏移级用于调整第一信号的直流电压和第二信号的直流电压，以产生调整后的第一信号和调整后的第二信号。补偿网络用于根据第一信号、第二信号、调整后的第一信号及调整后的第二信号产生第一驱动信号和第二驱动信号。功率级用于根据第一驱动信号和第二驱动信号产生输出信号。

Description

线性放大器及电源调制器
技术领域
本发明实施例通常涉及放大技术，以及更具体地，涉及一种线性放大器和电源调制器。
背景技术
在功率调制器中使用的传统线性放大器中，线性放大器内的放大输出级直接耦接到用于产生电源电压的功率级。在功率级的设计中，静态电流(quiescent current)是基于功率级内晶体管的栅源电压(gate-source voltage，Vgs)确定的，也就是说，如果晶体管的栅源电压较小，则功率级的静态电流较小，而如果晶体管的栅源电压较大，则功率级的静态电流较大。然而，由于功率级的晶体管接收放大输出级的输出信号，如果将功率级的晶体管设计为具有较小的栅源电压以降低静态电流，则放大级的线性度会变差，且输出信号的摆幅(swing)变小。因此，线性放大器需要在功率级的静态电流和放大级的线性度之间进行权衡。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种利用直流(DC)位准偏移级来解耦放大级的线性放大器，以解决上述问题。
根据本发明的一实施例，一种线性放大器包括放大级、DC位准移位级、补偿网络和功率级。放大级用于产生第一信号和第二信号。直流位准偏移级用于调整第一信号的直流电压及第二信号的直流电压，以产生调整后的第一信号及调整后的第二信号。补偿网络用于根据第一信号、第二信号、调整后的第一信号及调整后的第二信号产生第一驱动信号及第二驱动信号。功率级用于根据第一驱动信号和第二驱动信号产生输出信号。
在一些实施例中，该调整后的第一信号的直流电压与该第一信号的直流电压不同，以及，该调整后的第二信号的直流电压与该第二信号的直流电压不同。
在一些实施例中，该调整后的第一信号的直流电压高于该第一信号的直流电压，以及，该调整后的第二信号的直流电压低于该第二信号的直流电压。
在一些实施例中，该补偿网络根据该第一信号和该调整后的第一信号产生该第一驱动信号，以及，根据该第二信号和该调整后的第二信号产生该第二驱动信号；该功率级包括串联耦接的P型晶体管和N型晶体管，该P型晶体管的栅极接收该第一驱动信号，该N型晶体管的栅极接收该第二驱动信号。
在一些实施例中，该补偿网络包括第一前馈路径以在该第一驱动信号中保持该第一信号的交流分量，以及，该补偿网络包括第二前馈路径以在该第二驱动信号中保持该第二信号的交流分量。
在一些实施例中，该补偿网络对该第一信号进行高通滤波操作，对该调整后的第一信号进行低通滤波操作，以及，组合该第一信号的高通滤波结果和该调整后的第一信号的低通滤波结果，以产生该第一驱动信号。
在一些实施例中，该补偿网络对该第二信号进行高通滤波操作，对该调整后的第二信号进行低通滤波操作，以及，组合该第二信号的高通滤波结果和该调整后的第二信号的低通滤波结果，以产生该第二驱动信号。
在一些实施例中，该补偿网络包括第一电容和第一电阻，该第一电容的第一节点用于接收该第一信号，该第一电阻的第一节点用于接收该第一调整后的信号，该第一电容的第二节点耦接该第一电阻的第二节点，以及，该第一驱动信号被产生在该第一电容的第二节点或该第一电阻的第二节点上。
在一些实施例中，该补偿网络包括第二电容和第二电阻，该第二电容的第一节点用于接收该第二信号，该第二电阻的第一节点用于接收该调整后的第二信号，该第二电容的第二节点耦接该第二电阻的第二节点，以及，该第二驱动信号被产生在该第二电容的第二节点或该第二电阻的第二节点上。
在一些实施例中，该放大级是AB类放大级。
根据本发明的另一实施例，本发明提供了一种电源调制器，其中，该电源调制器包括如上所属的任意线性放大器。
本领域技术人员在阅读附图所示优选实施例的下述详细描述之后，可以毫无疑义地理解本发明的这些目的及其它目的。详细的描述将参考附图在下面的实施例中给出。
附图说明
通过阅读后续的详细描述以及参考附图所给的示例，可以更全面地理解本发明。
图1是根据本发明一实施例的电源调制器和功率放大器的示意图。
图2是根据本发明一实施例示出的线性放大器的示意图。
图3是根据本发明一实施例示出的直流位准偏移级的示意图。
图4是根据本发明一实施例示出的直流位准偏移级的示意图。
在下面的详细描述中，为了说明的目的，阐述了许多具体细节，以便本领域技术人员能够更透彻地理解本发明实施例。然而，显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实施一个或多个实施例，不同的实施例可根据需求相结合，而并不应当仅限于附图所列举的实施例。
具体实施方式
以下描述为本发明实施的较佳实施例，其仅用来例举阐释本发明的技术特征，而并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件，所属领域技术人员应当理解，制造商可能会使用不同的名称来称呼同样的元件。因此，本说明书及权利要求书并不以名称的差异作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“系统”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。
其中，除非另有指示，各附图的不同附图中对应的数字和符号通常涉及相应的部分。所绘制的附图清楚地说明了实施例的相关部分且并不一定是按比例绘制。
文中所用术语“基本”或“大致”是指在可接受的范围内，本领域技术人员能够解决所要解决的技术问题，基本达到所要达到的技术效果。举例而言，“大致等于”是指在不影响结果正确性时，技术人员能够接受的与“完全等于”有一定误差的方式。
图1是根据本发明一实施例示出的电源调制器(例如，包络跟踪电源调制器)和功率放大器130的示意图，其中，电源调制器包括线性放大器110和开关转换器120。如图1所示，功率放大器130用于接收射频输入信号RFin以产生射频输出信号RFout，以及，功率放大器130的电源电压(supply voltage)由电源调制器(例如，线性放大器110和开关转换器120)产生。特别地，开关转换器120用于提供高效率(high efficiency)的低频电流ISW，线性放大器用于提供中等效率(middle efficiency)的高频电流IL，电流ISW和电流IL之和构成输出电流Iout流入功率放大器130。
图2为本发明一实施例的线性放大器110的示意图。如图2所示，线性放大器110包括放大级(在本实施例中以AB类放大级210进行示例描述，应当说明的是，本发明并不限于该放大级为实现AB类放大的结构的示例)、直流位准偏移级(DC level shifting stage，亦可描述为“直流电平偏移级”)220、补偿网络(compensation network)230和功率级(powerstage)240。补偿网络230包括电容C1、C2和电阻R1、R2，功率级240包括连接在电源电压VDD和地电压之间的P型晶体管(例如，P型金属氧化物半导体(P-type Metal-Oxide-Semiconductor，PMOS))242和N型晶体管(例如，N型金属氧化物半导体(N-type Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS))244，其中，电容C1耦接在AB类放大级210的第一输出端与PMOS 242的栅极之间，电容C2耦接在AB类放大级210的第二输出端与NMOS 244的栅极之间，电阻R1耦接在直流位准偏移级220的第一输出端与PMOS 242的栅极之间，电阻R2耦接在直流位准偏移级220的第二输出端与PMOS 244的栅极之间。
值得注意的是，图2中所示的功率级240是为了说明的目的，而不是对本发明的限制。例如，在其他实施例中，一个或多个晶体管/组件可位于PMOS 242与电源电压之间，和/或，一个或多个晶体管/组件可位于PMOS 242与NMOS 244之间，和/或，一个或多个晶体管/组件可以位于NMOS 244和地电压(亦可互换地描述为“接地电压”)之间。
在线性放大器110的操作中，AB类放大级210产生第一信号Vgpl和第二信号Vgnl，其中，第一信号Vgpl和第二信号Vgnl中的每一个具有直流(Direct Current，DC)部分/分量(DC电压)和交流((Alternating Current，AC)部分/分量(AC信号)。在本发明实施例中，第一信号Vgp1和第二信号Vgp2在操作时是共模(common-mode)信号。直流位准偏移级220调整第一信号Vgp1的直流电压，以产生调整后的第一信号Vgp1'，其中，该调整后的第一信号Vgp1'的直流电压不同于第一信号Vgp1的直流电压。例如，在本实施例中，调整后的第一信号Vgp1'的直流电压高于第一信号Vgp1的直流电压。直流位准偏移级220进一步调整第二信号Vgn1的直流电压以产生调整后的第二信号Vgn1'，其中，调整后的第二信号Vgn1'的直流电压不同于第二信号Vgn1的直流电压。例如，在本实施例中，调整后的第二信号Vgn1'的直流电压低于第二信号Vgn1的直流电压。
补偿网络230接收第一信号Vgp1和调整后的第一信号Vgp1'，以产生第一驱动信号Vgp，其中，第一驱动信号Vgp的直流电压来自调整后的第一信号Vgp1'，以及，第一驱动信号Vgp的交流信号来自第一信号Vgp1。具体地，对于调整后的第一信号Vgp1'，电阻R1和电容C1构成低通滤波器，使得低于该低通滤波器(由电阻R1和电容C1组成)的-3dB转角频率(-3dBcorner frequency)的信号分量(signal component)通过电阻R1。对于第一信号Vgp1，电容C1和电阻R1构成高通滤波器，使得高于该高通滤波器(例如，由电容C1和电阻R1构成)的-3dB转角频率的信号分量通过电容C1。第一驱动信号Vgp是通过组合第一信号Vgp1的高通滤波结果和调整后的第一信号Vgp1'的低通滤波结果产生的。类似地，补偿网络230接收第二信号Vgn1和调整后的第二信号Vgn1'，以产生第二驱动信号Vgn，其中，第二驱动信号Vgn的直流电压来自调整后的第二信号Vgn1'，第二驱动信号Vgn的交流信号来自第二信号Vgn1。具体地，对于调整后的第二信号Vgn1'，电阻R2和电容C2构成低通滤波器，使得低于低通滤波器(例如，由电阻R2和电容C2构成)的-3dB转角频率的信号分量通过电阻R2。对于第二信号Vgn1，电容C2和电阻R2构成高通滤波器，使得高于该高通滤波器(例如，由电阻R2和电容C2构成)的-3dB转角频率的信号分量通过电容C2。第二驱动信号Vgn是通过组合第二信号Vgn1的高通滤波结果和调整后的第二信号Vgn1'的低通滤波结果产生的。
功率级240的PMOS 242和NMOS 244分别接收第一驱动信号Vgp和第二驱动信号Vgn，以产生输出信号Vout。
需要注意的是，补偿网络230内的详细电路是为了说明目的，而不是对本发明的限制。只要补偿网络230能够对第一信号Vgp1进行高通滤波操作，对调整后的第一信号Vgp1'进行低通滤波操作，并将第一信号Vgp1的高通滤波结果与调整后的第一信号Vgp1'的低通滤波结果组合以产生第一驱动信号Vgp；和/或，补偿网络230能够对第二信号Vgn1进行高通滤波操作，对调整后的第二信号Vgn1'进行低通滤波操作，并将第二信号Vgn1的高通滤波结果与调整后的第二信号Vgn1'的低通滤波结果组合以产生第二驱动信号Vgn，补偿网络230可具有不同的电路设计，而并不应当限于图2所示的示例实现方式。
在上述实施例中，通过使用直流位准偏移级对功率级和AB类放大级进行去耦(de-couple，亦可互换地描述为“解耦”，在本发明实施例中，AB类放大级不是直接耦接到功率级)，并使用前馈路径(即，补偿网络230中的R1/C1/R2/C2)以应用交流耦合前馈(AC-coupled feedforward)来保持(preserve)交流信号(即，AB类放大级的输出信号中的交流分量)，第一驱动信号Vgp或第二驱动信号Vgn能够具有适当的直流电压和足够的交流摆幅。具体而言，在本实施例中，由于第一驱动信号Vgp具有较高的直流电压和/或第二驱动信号Vgn具有较低的直流电压，因此，PMOS 242和/或NMOS 244将具有较小的栅源电压(Vgs)，使得功率级240具有较小的静态电流。此外，由于第一信号Vgp1的直流电压可以低于调整后的第一信号Vgp1'的直流电压，和/或，第二信号Vgn1的直流电压可以高于调整后的第二信号Vgn1'的直流电压，因此，AB类放大级可以具有良好的线性度，且第一信号Vgp1和第二信号Vgn1的摆幅不会变差。
图3为根据本发明一实施例说明直流位准偏移级220的示意图。如图3所示，直流位准偏移级220是通过使用源极跟随器(source follower)来实现的。具体地，直流位准偏移级220包括电流源302、P型晶体管M1、N型晶体管M2和电流源304，其中，电流源302耦接在电源电压和P型晶体管M1的源极之间，P型晶体管M1的漏极耦接偏置电压(bias voltage)Vbp，N型晶体管M2的漏极耦接偏置电压Vbn，电流源304耦接在接地电压和N型晶体管M2的源极之间。在直流位准偏移级220的运作/操作中，P型晶体管M1作为(serves as)源极跟随器，以在栅极接收第一信号Vgp1并产生调整后的第一信号Vgp1'，以及，N型晶体管M2作为源极跟随器，以在栅极接收第二信号Vgn1并产生调整后的第二信号Vgn1'。在一示例中，Vbp可为接地电压(例如，0V)，Vbn可以为电源电压(例如，VDD)，具体地，本发明对此不做限制，其取值可以根据实际需求进行设置。
图4为根据本发明一实施例说明直流位准偏移级220的示意图。如图4所示，直流位准偏移级220是通过使用共源放大器(common source amplifier)来实现的。具体地，直流位准偏移级220包括第一共源放大器和第二共源放大器，其中，第一共源放大器通过使用晶体管M3、M4、M5、M6实现，而第二共源放大器通过使用晶体管M7、M8、M9、M10实现。在直流位准偏移级的运作中，第一共源放大器在晶体管M3的栅极接收第一信号Vgp1，以在晶体管M4的漏极产生调整后的第一信号Vgp1'，第二共源放大器在晶体管M9的栅极接收第二信号Vgn1，以在晶体管M10的漏极产生调整后的第二信号Vgn1'。例如，在图3和图4的实施例中，可以设计Vgp1’>Vgp，也可以根据实际需求设计Vgp1’<Vgp，具体地，本发明对此不做限制。
值得注意的是，图3和图4中所示的直流位准偏移级220是说明性的，并非对本发明的限制。只要直流位准偏移级220能够调整第一信号Vgp1和第二信号Vgn1的直流电压以分别产生调整后的第一信号Vgp1'和调整后的第二信号Vgn1'，则直流位准偏移级220就可以具有任何合适的设计。
简单概括，在本发明的线性放大器中，通过使用直流位准偏移级将功率级和放大级去耦/解耦，并使用补偿网络应用交流耦合前馈来保持交流信号，输入到功率级的第一驱动信号和/或第二驱动信号可以具有适当的直流电压和足够的交流摆幅。因此，线性放大器能够具有良好的线性度且具有低静态电流。
在专利要求书中使用诸如“第一”，“第二”，“第三”等序数术语来修改专利要求要素，其本身并不表示一个专利要求要素相对于另一个专利要求要素的任何优先权、优先级或顺序，或执行方法动作的时间顺序，但仅用作标记，以使用序数词来区分具有相同名称的一个专利要求要素与具有相同名称的另一个元素要素。
虽然本发明已经通过示例的方式以及依据优选实施例进行了描述，但是，应当理解的是，本发明并不限于公开的实施例。相反，它旨在覆盖各种变型和类似的结构(如对于本领域技术人员将是显而易见的)，例如，不同实施例中的不同特征的组合或替换。因此，所附权利要求的范围应被赋予最宽的解释，以涵盖所有的这些变型和类似的结构。

Claims (11)

1.一种线性放大器，其特征在于，包括：
放大级，用于产生第一信号和第二信号；
直流位准偏移级，用于调整该第一信号的直流电压和该第二信号的直流电压，以产生调整后的第一信号和调整后的第二信号；
补偿网络，用于根据该第一信号、该第二信号、该调整后的第一信号和该调整后的第二信号产生第一驱动信号和第二驱动信号；以及，
功率级，用于根据该第一驱动信号和该第二驱动信号产生输出信号。
2.如权利要求1所述的线性放大器，其特征在于，该调整后的第一信号的直流电压与该第一信号的直流电压不同，以及，该调整后的第二信号的直流电压与该第二信号的直流电压不同。
3.如权利要求2所述的线性放大器，其特征在于，该调整后的第一信号的直流电压高于该第一信号的直流电压，以及，该调整后的第二信号的直流电压低于该第二信号的直流电压。
4.如权利要求3所述的线性放大器，其特征在于，该补偿网络根据该第一信号和该调整后的第一信号产生该第一驱动信号，以及，根据该第二信号和该调整后的第二信号产生该第二驱动信号；该功率级包括串联耦接的P型晶体管和N型晶体管，该P型晶体管的栅极接收该第一驱动信号，该N型晶体管的栅极接收该第二驱动信号。
5.如权利要求1所述的线性放大器，其特征在于，该补偿网络包括第一前馈路径以在该第一驱动信号中保持该第一信号的交流分量，以及，该补偿网络包括第二前馈路径以在该第二驱动信号中保持该第二信号的交流分量。
6.如权利要求1所述的线性放大器，其特征在于，该补偿网络对该第一信号进行高通滤波操作，对该调整后的第一信号进行低通滤波操作，以及，组合该第一信号的高通滤波结果和该调整后的第一信号的低通滤波结果，以产生该第一驱动信号。
7.如权利要求1所述的线性放大器，其特征在于，该补偿网络对该第二信号进行高通滤波操作，对该调整后的第二信号进行低通滤波操作，以及，组合该第二信号的高通滤波结果和该调整后的第二信号的低通滤波结果，以产生该第二驱动信号。
8.如权利要求1所述的线性放大器，其特征在于，该补偿网络包括第一电容和第一电阻，该第一电容的第一节点用于接收该第一信号，该第一电阻的第一节点用于接收该第一调整后的信号，该第一电容的第二节点耦接该第一电阻的第二节点，以及，该第一驱动信号被产生在该第一电容的第二节点或该第一电阻的第二节点上。
9.如权利要求1所述的线性放大器，其特征在于，该补偿网络包括第二电容和第二电阻，该第二电容的第一节点用于接收该第二信号，该第二电阻的第一节点用于接收该调整后的第二信号，该第二电容的第二节点耦接该第二电阻的第二节点，以及，该第二驱动信号被产生在该第二电容的第二节点或该第二电阻的第二节点上。
10.如权利要求1所述的线性放大器，其特征在于，该放大级是AB类放大级。
11.一种电源调制器，其中，该电源调制器包括如权利要求1至10中任意一项所述的线性放大器。
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