CN115811209A - 一种功率模块电能质量优化控制系统及方法 - Google Patents

一种功率模块电能质量优化控制系统及方法 Download PDF

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CN115811209A CN202310046513.5A CN202310046513A CN115811209A CN 115811209 A CN115811209 A CN 115811209A CN 202310046513 A CN202310046513 A CN 202310046513A CN 115811209 A CN115811209 A CN 115811209A
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Abstract

本发明涉及电力系统技术领域，具体涉及一种功率模块电能质量优化控制系统及方法，系统包括电压采样模块、谐波检测模块、谐波判断模块、谐波补偿模块、基波控制模块、信号调制模块和滤波器设计模块；电压采样模块接到逆变器三相交流线上，输出信号分别给谐波检测模块和基波控制模块，谐波检测模块输出连接谐波判断模块，谐波判断模块输出与基波控制模块叠加，作为信号调制模块的输入，信号调制模块输出驱动信号给开关管，滤波器设计模块分别连接谐波检测模块和谐波补偿模块；本发明可以实现逆变器输出电压中叠加的多种谐波分量自适应检测及消除，降低电压畸变率，有效提高电能质量。

Description

一种功率模块电能质量优化控制系统及方法
技术领域
本发明涉及电力系统技术领域，具体涉及一种电能质量优化控制系统及方法。
背景技术
传统以柴油机作为动力系统的船舶，由于在航行过程中会产生大量的废弃物排放污染，也逐渐遭遇淘汰，而电动船舶凭借零排放、低噪音的优势，逐渐成为市场发展的趋势。预计到2025年，我国电动船舶锂电化渗透率将达到20％，对应的市场规模将达到550亿元。
日用逆变器是电动船舶电机驱动的动力来源，主要功能是将直流母排上直流电逆变成日用负载可使用的三相交流电。日用逆变器配置电压采集卡，该采集信号用于电压闭环控制，可以有效控制输出电压的稳定。通常要求逆变器输出完美正弦波，电网谐波水平被严格控制在5%以内，可以满足船级社要求和船舶日用电的需求。然而受到脉冲宽度调制载波比相对较低、死区和非线性负载等因素的影响，逆变器输出电压容易发生畸变，降低了供电系统电能质量。
中国发明申请CN109361227A于2019年2月公布的《一种基于LADRC优化逆变器电能质量的系统》，在组合式三相逆变器拓扑结构电路中用以解决逆变器交流侧因带不平衡负载引起的电能质量问题，达到降低电压三相不平衡度，减小电压波动，但是未提及谐波消除解决措施。中国发明申请CN113630019A于2021年11月公布的《一种电力系统高次谐波检测的方法》，提出基于ip-iq谐波检测法，利用自适应陷波器对同步坐标系锁相环进行改进，得到自适应陷波器ANF-PLL，实现电网电压不平衡且畸变时仍能提取基波正序相位，但是采用滑动平均滤波器提取谐波，需要提取获得谐波次数才能设置窗口值，此外并没有提出谐波消除方法。期刊《微特电机》2022年第50期第2卷发表的《基于PR控制器与不对称SVPWM的永磁电机电流谐波抑制策略》提出采用准比例谐振控制器见电机谐波电流抑制，但是只能针对特定次谐波进行消除，无法实现自适应消除，此外对于滤波器的参数设计是按照典型I型系统最佳整定规则设计的，不能满足二阶滤波器最佳性能整定要求。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种功率模块电能质量优化控制系统，解决以上技术问题；本发明的目的还在于，提供一种功率模块电能质量优化控制方法，解决以上技术问题。
本发明所解决的技术问题可以采用以下技术方案来实现：一种功率模块电能质量优化控制系统，包括，电压采样模块，连接外部逆变器的三相交流输出电压端，用于采集所述逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_4
、
Figure SMS_7
、
Figure SMS_9
以及用于对所述逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_1
、
Figure SMS_5
、
Figure SMS_12
进行坐标变换获得d-q轴电压分量
Figure SMS_15
、
Figure SMS_3
；谐波检测模块，连接所述电压采样模块，接收所述d-q轴电压分量
Figure SMS_6
、
Figure SMS_10
，所述谐波检测模块用于获得与谐波的频率值
Figure SMS_14
对应的谐波的幅值
Figure SMS_17
；谐波判断模块，连接所述谐波检测模块，接收所述谐波的幅值
Figure SMS_19
，所述谐波判断模块用于判断所述谐波的幅值
Figure SMS_21
的最大值
Figure SMS_24
与一阈值
Figure SMS_18
的大小关系；谐波补偿模块，连接所述谐波判断模块，基于所述谐波判断模块的判断结果输出谐波补偿量
Figure SMS_20
、
Figure SMS_22
；基波控制模块，连接所述逆变器的三相交流输出电压端采集所述逆变器的三相交流电流信号，以及连接所述电压采样模块接收所述d-q轴电压分量
Figure SMS_23
、
Figure SMS_2
，所述基波控制模块基于所述d-q轴电压分量
Figure SMS_8
、
Figure SMS_11
输出基波电压控制量
Figure SMS_16
、
Figure SMS_13
；信号调制模块，连接所述谐波补偿模块和所述基波控制模块，接收所述谐波补偿量和所述基波电压控制量的叠加量，所述信号调制模块基于所述谐波补偿量和所述基波电压控制量的叠加量向所述逆变器输出开关管驱动信号。
优选的，还包括滤波器设计模块，所述滤波器设计模块连接所述谐波检测模块向所述谐波检测模块输出二阶低通滤波器各项系数，以及连接所述谐波补偿模块向所述谐波补偿模块输出二阶带通滤波器各项系数。
优选的，所述谐波检测模块包括，第一二阶低通滤波器，所述第一二阶低通滤波器的接收端连接一第一运算器和一第二运算器的输出端，所述第一运算器用于将d轴电压分量
Figure SMS_26
与
Figure SMS_32
相乘，所述第二运算器用于将d轴电压分量
Figure SMS_35
与
Figure SMS_27
相乘；其中t表示时间值；第二二阶低通滤波器，所述第二二阶低通滤波器的接收端连接一第三运算器和一第四运算器的输出端，所述第三运算器用于将q轴电压分量
Figure SMS_29
与
Figure SMS_33
相乘，所述第二运算器用于将q轴电压分量
Figure SMS_37
与
Figure SMS_25
相乘；幅值运算器，连接所述第一二阶低通滤波器和所述第二二阶低通滤波器的输出端，基于接收所述第一二阶低通滤波器输出的d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_31
和虚部
Figure SMS_36
以及接收所述第二二阶低通滤波器输出的q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_38
和虚部
Figure SMS_28
输出与所述谐波的频率值
Figure SMS_30
对应的所述谐波的幅值
Figure SMS_34
。
优选的，所述谐波补偿模块包括，增益运算器，连接所述谐波判断模块，接收所述谐波判断模块传输的所述d-q轴电压分量
Figure SMS_39
、
Figure SMS_40
，所述增益运算器用于对所述d-q轴电压分量
Figure SMS_41
、
Figure SMS_42
执行增益运算；第一二阶带通滤波器，连接所述增益运算器的第一输出端，接收所述增益运算器的第一运算结果并输出d轴谐波补偿量
Figure SMS_43
；第二二阶带通滤波器，连接所述增益运算器的第二输出端，接收所述增益运算器的第二运算结果并输出q轴谐波补偿量
Figure SMS_44
。
优选的，所述基波控制模块包括，一电压环，所述电压环连接所述电压采样模块，接收所述d-q轴电压分量
Figure SMS_45
、
Figure SMS_46
，并基于给定的一电压目标控制值
Figure SMS_47
进行电压调节；一电流环，连接所述电压环的输出端接收所述电压环的输出值
Figure SMS_48
，并基于接收的三相交流电流信号进行电流调节，输出所述基波电压控制量
Figure SMS_49
、
Figure SMS_50
。
一种功率模块电能质量优化控制方法，应用于所述的功率模块电能质量优化控制系统，包括，步骤S1，所述电压采样模块采集所述逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_67
、
Figure SMS_71
、
Figure SMS_75
，对所述逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_51
、
Figure SMS_55
、
Figure SMS_59
进行坐标变换获得d-q轴电压分量
Figure SMS_63
、
Figure SMS_53
；步骤S2，将所述d-q轴电压分量
Figure SMS_57
、
Figure SMS_61
输入所述谐波检测模块，获得与所述谐波的频率值
Figure SMS_64
对应的所述谐波的幅值
Figure SMS_69
；步骤S3，将所述谐波的幅值
Figure SMS_74
输入所述谐波判断模块，所述谐波判断模块选择所述谐波的幅值
Figure SMS_78
的最大值
Figure SMS_82
，并判断与所述阈值
Figure SMS_70
的大小关系，若所述谐波的幅值
Figure SMS_73
的最大值
Figure SMS_76
大于所述阈值
Figure SMS_80
，则执行步骤S4；否则，设置所述谐波补偿量
Figure SMS_52
、
Figure SMS_58
为0，执行步骤S5；步骤S4，将所述d-q轴电压分量
Figure SMS_62
、
Figure SMS_66
、所述谐波的幅值
Figure SMS_79
的最大值
Figure SMS_83
以及与所述谐波的幅值
Figure SMS_85
的最大值
Figure SMS_87
相对应的频率值
Figure SMS_81
输入所述谐波补偿模块，获得所述谐波补偿量
Figure SMS_84
、
Figure SMS_86
；步骤S5，所述基波控制模块基于所述d-q轴电压分量
Figure SMS_88
、
Figure SMS_54
以及三相交流电压信号输出基波电压控制量
Figure SMS_56
、
Figure SMS_60
；将所述谐波补偿量
Figure SMS_65
、
Figure SMS_68
和所述基波电压控制量
Figure SMS_72
、
Figure SMS_77
叠加后输入至所述信号调制模块，获得所述开关管驱动信号。
优选的，步骤S2包括，步骤S20，将截止频率
Figure SMS_89
、品质因数
Figure SMS_90
输入一滤波器设计模块，获得二阶低通滤波器各项系数，其表达式为：
Figure SMS_91
其中，z为离散拉普拉斯算子，
Figure SMS_100
、
Figure SMS_92
、
Figure SMS_97
为分子项系数，
Figure SMS_95
、
Figure SMS_96
为分母项系数；步骤S21，将d轴电压分量
Figure SMS_103
与
Figure SMS_106
和
Figure SMS_102
相乘，经过第一二阶低通滤波器得到d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_107
和虚部
Figure SMS_93
，其中t表示时间值；以及；将q轴电压分量
Figure SMS_99
与
Figure SMS_109
和
Figure SMS_112
相乘，经过第二二阶低通滤波器得到q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_110
和虚部
Figure SMS_111
；步骤S22，将所述d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_101
和虚部
Figure SMS_105
和所述q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_104
和虚部
Figure SMS_108
通过一幅值运算器，获得与所述谐波的频率值
Figure SMS_94
对应的所述谐波的幅值
Figure SMS_98
。
优选的，所述幅值运算器的表达式为，
Figure SMS_113
。
优选的，步骤S4包括，步骤S40，将与所述谐波的幅值
Figure SMS_114
的最大值
Figure SMS_115
相对应的频率值
Figure SMS_116
、品质因数
Figure SMS_117
输入一滤波器设计模块，获得二阶带通滤波器各项系数，其表达式为：
Figure SMS_118
其中，z为离散拉普拉斯算子，
Figure SMS_119
、
Figure SMS_126
、
Figure SMS_129
为分子项系数，
Figure SMS_121
、
Figure SMS_123
为分母项系数；步骤S41，将所述d-q轴电压分量
Figure SMS_128
、
Figure SMS_131
输入一增益运算器，将所述d轴电压分量
Figure SMS_120
与增益
Figure SMS_125
相乘，输出第一运算结果，将所述q轴电压分量
Figure SMS_127
与所述增益
Figure SMS_130
相乘，输出第二运算结果；步骤S42，将所述第一运算结果经过一第一二阶带通滤波器获得d轴谐波补偿量
Figure SMS_122
，以及将所述第二运算结果经过一第二二阶带通滤波器获得q轴谐波补偿量
Figure SMS_124
。
优选的，步骤S5中所述基波控制模块工作过程包括，步骤S51，将一电压目标控制值
Figure SMS_132
作为给定值，将所述d-q轴电压分量
Figure SMS_133
、
Figure SMS_134
，作为反馈值输入至一电压环，所述电压环进行电压调节，表达式为，
Figure SMS_135
其中
Figure SMS_136
为电压环比例项系数，
Figure SMS_137
为电压环积分项系数；步骤S52，将所述电压环的输出值
Figure SMS_138
作为给定值，将经坐标变换后的所述逆变器的三相交流电流信号作为反馈值输入一电流环，所述电流环进行电流调节，输出所述基波电压控制量
Figure SMS_139
、
Figure SMS_140
，表达式为，
Figure SMS_141
其中
Figure SMS_142
为电流环比例项系数，
Figure SMS_143
为电流环积分项系数。
本发明的有益效果：由于采用以上技术方案，本发明通过功率模块电能质量优化控制方法及系统，可以实现逆变器输出电压中叠加的多种谐波分量自适应检测及消除，降低电压畸变率，有效提高电能质量。
附图说明
图1为本发明实施例中功率模块电能质量优化控制系统架构图；
图2为本发明实施例中谐波检测模块结构图；
图3为本发明实施例中谐波补偿模块结构图；
图4为本发明实施例中基波控制模块结构图；
图5为本发明实施例中功率模块电能质量优化控制方法流程图；
图6为本发明实施例中功率模块电能质量优化控制方法步骤示意图；
图7为本发明实施例中步骤S2的步骤示意图；
图8为本发明实施例中步骤S4的步骤示意图；
图9为本发明实施例中基波控制模块的工作步骤示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
一种功率模块电能质量优化控制系统，如图1所示，包括，电压采样模块1，连接外部逆变器的三相交流输出电压端，用于采集逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_160
、
Figure SMS_163
、
Figure SMS_165
以及用于对逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_146
、
Figure SMS_149
、
Figure SMS_153
进行坐标变换获得d-q轴电压分量
Figure SMS_156
、
Figure SMS_150
；谐波检测模块2，连接电压采样模块1，接收d-q轴电压分量
Figure SMS_152
、
Figure SMS_157
，谐波检测模块2用于获得与谐波的频率值
Figure SMS_161
对应的谐波的幅值
Figure SMS_162
；谐波判断模块3，连接谐波检测模块2，接收谐波的幅值
Figure SMS_164
，谐波判断模块3用于判断谐波的幅值
Figure SMS_166
的最大值
Figure SMS_167
与一阈值
Figure SMS_147
的大小关系；谐波补偿模块4，连接谐波判断模块3，基于谐波判断模块3的判断结果输出谐波补偿量
Figure SMS_151
、
Figure SMS_155
；基波控制模块5，连接逆变器的三相交流输出电压端采集逆变器的三相交流电流信号，以及连接电压采样模块1接收d-q轴电压分量
Figure SMS_159
、
Figure SMS_145
，基波控制模块5基于d-q轴电压分量
Figure SMS_148
、
Figure SMS_154
输出基波电压控制量
Figure SMS_158
、
Figure SMS_144
；信号调制模块6，连接谐波补偿模块4和基波控制模块5，接收谐波补偿量和基波电压控制量的叠加量，信号调制模块6基于谐波补偿量和基波电压控制量的叠加量向逆变器输出开关管驱动信号。
现有技术中，日用逆变器是电动船舶电机驱动的动力来源，主要功能是将直流母排上直流电逆变成日用负载可使用的三相交流电。日用逆变器配置电压采集卡，该采集信号用于电压闭环控制，可以有效控制输出电压的稳定。通常要求逆变器输出完美正弦波，电网谐波水平被严格控制在5%以内，可以满足船级社要求和船舶日用电的需求，现有技术中由于受到脉冲宽度调制载波比相对较低、死区和非线性负载等因素的影响，逆变器输出电压容易发生畸变，降低了供电系统电能质量；本发明的目的是为了解决逆变器低载波比、死区和非线性负载造成输出电压畸变问题，提出一种功率模块电能质量优化控制系统及方法，可以适用于电动船日用逆变器应用场合。
在一种较优的实施例中，请进一步参照图1所示，本发明还包括滤波器设计模块7，滤波器设计模块7连接谐波检测模块2向谐波检测模块2输出二阶低通滤波器各项系数，以及连接谐波补偿模块4向谐波补偿模块4输出二阶带通滤波器各项系数。
本发明所述控制系统包括电压采样模块1、谐波检测模块2、谐波判断模块3、谐波补偿模块4、基波控制模块5、信号调制模块6和滤波器设计模块7组成；电压采样模块1接到逆变器三相交流线上，输出信号分别给谐波检测模块2和基波控制模块5，谐波检测模块2输出连接谐波判断模块3，谐波判断模块3输出与基波控制模块5叠加，作为信号调制模块6的输入，信号调制模块6输出驱动信号给开关管，滤波器设计模块7分别连接谐波检测模块2和谐波补偿模块4；较优的，本发明可以实现逆变器输出电压中叠加的多种谐波分量自适应检测及消除，降低电压畸变率，有效提高电能质量。
请进一步参照图1所示，本发明所连接的逆变器主回路含有储能电池
Figure SMS_168
、电压源型逆变器、电流互感器、输出LC滤波器、电压互感器和负载，其中电压源型变流器由三相桥式全控型电力电子器件构成，电流互感器采集桥臂侧三相电流信号，电压互感器采集负载侧三相电压信号，负载可以为电阻、电容、电感或者非线性等负载。
在一种较优的实施例中，如图2所示，谐波检测模块2包括，第一二阶低通滤波器21，第一二阶低通滤波器21的接收端连接一第一运算器23和一第二运算器24的输出端，第一运算器23用于将d轴电压分量
Figure SMS_170
与
Figure SMS_173
相乘，第二运算器24用于将d轴电压分量
Figure SMS_178
与
Figure SMS_172
相乘；其中t表示时间值；第二二阶低通滤波器22，第二二阶低通滤波器22的接收端连接一第三运算器25和一第四运算器26的输出端，第三运算器25用于将q轴电压分量
Figure SMS_174
与
Figure SMS_177
相乘，第二运算器24用于将q轴电压分量
Figure SMS_181
与
Figure SMS_169
；幅值运算器23，连接第一二阶低通滤波器21和第二二阶低通滤波器22的输出端，基于接收第一二阶低通滤波器21输出的d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_175
和虚部
Figure SMS_180
以及接收第二二阶低通滤波器22输出的q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_182
和虚部
Figure SMS_171
输出与谐波的频率值
Figure SMS_176
对应的谐波的幅值
Figure SMS_179
。
具体地，第一二阶低通滤波器21和第二二阶低通滤波器22分别连接滤波器设计模块7，接收滤波器设计模块7提供的二阶低通滤波器各项系数。
具体地，由于逆变器低载波比、死区和非线性负载会造成电压信号中含有多次谐波分量，其表达式为，
Figure SMS_183
其中，
Figure SMS_184
表示电压直流分量幅值，X和Y分别表示信号正弦和余弦分量幅值，下标j表示谐波次数；具体地，谐波检测模块2将d轴电压分量
Figure SMS_185
与
Figure SMS_186
和
Figure SMS_187
相乘，其表达式为，
Figure SMS_188
；
Figure SMS_189
；
进一步地，再经过第一二阶低通滤波器21得到d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_190
和虚部
Figure SMS_191
，其表达式为：
Figure SMS_192
；
Figure SMS_193
；
将截止频率
Figure SMS_194
、品质因数
Figure SMS_195
输入滤波器设计模块7，二阶低通滤波器的时域表达式为，
Figure SMS_196
其中
Figure SMS_197
为截止频率，
Figure SMS_198
为品质因数，s为拉普拉斯算子；
进一步的，通过进行s域到z域变换，可以得到滤波器的离散表达式为，
Figure SMS_199
其中，z为离散拉普拉斯算子，
Figure SMS_200
、
Figure SMS_201
、
Figure SMS_202
为分子项系数，
Figure SMS_203
、
Figure SMS_204
为分母项系数，该系数与输入频率值和品质因数相关。
在一种较优的实施例中，如图3所示，谐波补偿模块4包括，增益运算器41，连接谐波判断模块3，接收谐波判断模块3传输的d-q轴电压分量
Figure SMS_205
、
Figure SMS_206
，增益运算器41用于对d-q轴电压分量
Figure SMS_207
、
Figure SMS_208
执行增益运算；第一二阶带通滤波器42，连接增益运算器41的第一输出端，接收增益运算器41的第一运算结果并输出d轴谐波补偿量
Figure SMS_209
；第二二阶带通滤波器43，连接增益运算器41的第二输出端，接收增益运算器41的第二运算结果并输出q轴谐波补偿量
Figure SMS_210
。
具体地，第一二阶带通滤波器42和第二二阶带通滤波器43分别连接滤波器设计模块7，接收滤波器设计模块7提供的二阶带通滤波器各项系数。
具体地，将与谐波的幅值
Figure SMS_211
的最大值
Figure SMS_212
相对应的频率值
Figure SMS_213
、品质因数
Figure SMS_214
输入一滤波器设计模块7，获得二阶带通滤波器各项系数。
具体地，二阶带通滤波器的时域表达式为，
Figure SMS_215
进一步的，将d轴电压分量
Figure SMS_216
与增益
Figure SMS_217
相乘，再经过一第一二阶带通滤波器42获得d轴谐波补偿量
Figure SMS_218
；将q轴电压分量
Figure SMS_219
与增益
Figure SMS_220
相乘，再经过一第二二阶带通滤波器43获得q轴谐波补偿量
Figure SMS_221
。
在一种较优的实施例中，如图4所示，基波控制模块5包括，一电压环51，电压环51连接电压采样模块1，接收d-q轴电压分量
Figure SMS_222
、
Figure SMS_223
，并基于给定的一电压目标控制值
Figure SMS_224
进行电压调节；一电流环52，连接电压环51的输出端接收电压环51的输出值
Figure SMS_225
，并基于接收的三相交流电流信号进行电流调节，输出基波电压控制量
Figure SMS_226
、
Figure SMS_227
。
具体地，基波控制模块5采用双环控制形式，包括电压环51和电流环52控制，输出基波电压控制量
Figure SMS_228
、
Figure SMS_229
，电压环51给定值为电压目标控制值
Figure SMS_230
，反馈值为电压互感器采集的三相电压信号，本发明采用一个比例积分调节器（PI）进行电压调节，PI表达式为：
Figure SMS_231
其中
Figure SMS_232
为电压环51比例项系数，
Figure SMS_233
为电压环51积分项系数；
电流环52给定值为电压环51的输出值
Figure SMS_234
，反馈至为电流互感器采集的三相电流信号
Figure SMS_235
、
Figure SMS_236
，本发明同样采用一个比例积分调节器（PI）进行位置电流调节，PI表达式为：
Figure SMS_237
其中
Figure SMS_238
为电流环52比例项系数，
Figure SMS_239
为电流环52积分项系数。
一种功率模块电能质量优化控制方法，应用于任意一项实施例中的功率模块电能质量优化控制系统，如图5，图6所示，包括，步骤S1，电压采样模块1采集逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_257
、
Figure SMS_261
、
Figure SMS_266
，对逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_242
、
Figure SMS_245
、
Figure SMS_248
进行坐标变换获得d-q轴电压分量
Figure SMS_253
、
Figure SMS_243
；步骤S2，将d-q轴电压分量
Figure SMS_246
、
Figure SMS_249
输入谐波检测模块2，获得与谐波的频率值
Figure SMS_252
对应的谐波的幅值
Figure SMS_256
；步骤S3，将谐波的幅值
Figure SMS_260
输入谐波判断模块3，谐波判断模块3选择谐波的幅值
Figure SMS_264
的最大值
Figure SMS_268
，并判断与阈值
Figure SMS_259
的大小关系，若谐波的幅值
Figure SMS_263
的最大值
Figure SMS_267
大于阈值AT，则执行步骤S4；否则，设置谐波补偿量
Figure SMS_271
、
Figure SMS_241
为0，执行步骤S5；步骤S4，将d-q轴电压分量
Figure SMS_247
、
Figure SMS_251
、谐波的幅值
Figure SMS_255
的最大值
Figure SMS_265
以及与谐波的幅值
Figure SMS_269
的最大值
Figure SMS_272
相对应的频率值
Figure SMS_274
输入谐波补偿模块4，获得谐波补偿量
Figure SMS_270
、
Figure SMS_273
；步骤S5，基波控制模块5基于d-q轴电压分量
Figure SMS_275
、
Figure SMS_276
以及三相交流电压信号输出基波电压控制量
Figure SMS_240
、
Figure SMS_244
；将谐波补偿量
Figure SMS_250
、
Figure SMS_254
和基波电压控制量
Figure SMS_258
、
Figure SMS_262
叠加后输入至信号调制模块6，获得开关管驱动信号。
具体地，本实施例中电压采样模块1采集逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_278
、
Figure SMS_280
、
Figure SMS_284
，将逆变器的三相交流电压信号
Figure SMS_279
、
Figure SMS_281
、
Figure SMS_283
坐标变换到与逆变器角频率
Figure SMS_285
同步旋转的d-q坐标系中，获得d-q轴电压分量
Figure SMS_277
、
Figure SMS_282
。
需要说明的是，本发明所提到的阈值
Figure SMS_286
由谐波总畸变率目标值以及基波分量幅值决定。
在一种较优的实施例中，如图7所示，步骤S2包括，
步骤S20，将截止频率
Figure SMS_287
、品质因数
Figure SMS_288
输入一滤波器设计模块7，获得二阶低通滤波器各项系数，其表达式为：
Figure SMS_289
其中，z为离散拉普拉斯算子，
Figure SMS_298
、
Figure SMS_290
、
Figure SMS_295
为分子项系数，
Figure SMS_302
、
Figure SMS_308
为分母项系数；步骤S21，将d轴电压分量
Figure SMS_307
与
Figure SMS_310
和
Figure SMS_301
相乘，经过第一二阶低通滤波器21得到d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_305
和虚部
Figure SMS_291
，其中t表示时间值；以及；将q轴电压分量
Figure SMS_297
与
Figure SMS_300
和
Figure SMS_303
相乘，经过第二二阶低通滤波器22得到q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_306
和虚部
Figure SMS_309
；步骤S22，将d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_293
和虚部
Figure SMS_294
和q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_299
和虚部
Figure SMS_304
通过一幅值运算器23，获得与谐波的频率值
Figure SMS_292
对应的谐波的幅值
Figure SMS_296
。
在一种较优的实施例中，幅值运算器23的表达式为，
Figure SMS_311
。
具体地，幅值运算器23将d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_312
和虚部
Figure SMS_313
和q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure SMS_314
和虚部
Figure SMS_315
相加并开根号，得到谐波的频率值
Figure SMS_316
对应的谐波的幅值
Figure SMS_317
。
在一种较优的实施例中，如图8所示，步骤S4包括，步骤S40，将与谐波的幅值
Figure SMS_318
的最大值
Figure SMS_319
相对应的频率值
Figure SMS_320
、品质因数
Figure SMS_321
输入一滤波器设计模块7，获得二阶带通滤波器各项系数，其表达式为：
Figure SMS_322
其中，z为离散拉普拉斯算子，
Figure SMS_324
、
Figure SMS_328
、
Figure SMS_331
为分子项系数，
Figure SMS_325
、
Figure SMS_329
为分母项系数；步骤S41，将d-q轴电压分量
Figure SMS_332
、
Figure SMS_334
输入一增益运算器41，将d轴电压分量
Figure SMS_323
与增益
Figure SMS_330
相乘，输出第一运算结果，将q轴电压分量
Figure SMS_333
与增益
Figure SMS_335
相乘，输出第二运算结果；步骤S42，将第一运算结果经过一第一二阶带通滤波器42获得d轴谐波补偿量
Figure SMS_326
，以及将第二运算结果经过一第二二阶带通滤波器43获得q轴谐波补偿量
Figure SMS_327
。
在一种较优的实施例中，如图9所示，步骤S5中基波控制模块5工作过程包括，步骤S51，将一电压目标控制值
Figure SMS_336
作为给定值，将d-q轴电压分量
Figure SMS_337
、
Figure SMS_338
，作为反馈值输入至一电压环51，电压环51进行电压调节，表达式为，
Figure SMS_339
其中
Figure SMS_340
为电压环51比例项系数，
Figure SMS_341
为电压环51积分项系数；
步骤S52，将电压环51的输出值
Figure SMS_342
作为给定值，将经坐标变换后的逆变器的三相交流电流信号作为反馈值输入一电流环52，电流环52进行电流调节，输出基波电压控制量
Figure SMS_343
、
Figure SMS_344
，表达式为，
Figure SMS_345
其中
Figure SMS_346
为电流环52比例项系数，
Figure SMS_347
为电流环52积分项系数。
综上，本发明提出基于多种谐波分量的自适应检测及消除算法，并且考虑品质因数对滤波器进行在线式设计，无需增加额外谐波检测及补偿装置，即可以实现逆变器实时谐波补偿，可以适用于负荷变换、投切等各种动态工况；本发明提出融合基波控制模块5和谐波补偿模块4的电能质量优化控制系统，当检测谐波含量高于目标值时，谐波补偿模块4和基波控制模块5共同工作；当检测谐波含量低于目标值时，切除谐波补偿模块4，单独保留基波控制模块5，可以降低运算成本，同时保证供电系统具有较高的电能质量。
以上所述仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书及图示内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种功率模块电能质量优化控制系统，其特征在于，包括，电压采样模块，连接外部逆变器的三相交流输出电压端，用于采集所述逆变器的三相交流电压信号
Figure QLYQS_18
、
Figure QLYQS_20
、
Figure QLYQS_22
以及用于对所述逆变器的三相交流电压信号
Figure QLYQS_2
、
Figure QLYQS_8
、
Figure QLYQS_12
进行坐标变换获得d-q轴电压分量
Figure QLYQS_16
、
Figure QLYQS_4
；谐波检测模块，连接所述电压采样模块，接收所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_6
、
Figure QLYQS_10
，所述谐波检测模块用于获得与谐波的频率值
Figure QLYQS_13
对应的谐波的幅值
Figure QLYQS_1
；谐波判断模块，连接所述谐波检测模块，接收所述谐波的幅值
Figure QLYQS_7
，所述谐波判断模块用于判断所述谐波的幅值
Figure QLYQS_9
的最大值
Figure QLYQS_14
与一阈值
Figure QLYQS_19
的大小关系；谐波补偿模块，连接所述谐波判断模块，基于所述谐波判断模块的判断结果输出谐波补偿量
Figure QLYQS_21
、
Figure QLYQS_23
；基波控制模块，连接所述逆变器的三相交流输出电压端采集所述逆变器的三相交流电流信号，以及连接所述电压采样模块接收所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_24
、
Figure QLYQS_3
，所述基波控制模块基于所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_5
、
Figure QLYQS_11
输出基波电压控制量
Figure QLYQS_15
、
Figure QLYQS_17
；信号调制模块，连接所述谐波补偿模块和所述基波控制模块，接收所述谐波补偿量和所述基波电压控制量的叠加量，所述信号调制模块基于所述谐波补偿量和所述基波电压控制量的叠加量向所述逆变器输出开关管驱动信号。
2.根据权利要求1所述的功率模块电能质量优化控制系统，其特征在于，还包括滤波器设计模块，所述滤波器设计模块连接所述谐波检测模块向所述谐波检测模块输出二阶低通滤波器各项系数，以及连接所述谐波补偿模块向所述谐波补偿模块输出二阶带通滤波器各项系数。
3.根据权利要求1所述的功率模块电能质量优化控制系统，其特征在于，所述谐波检测模块包括，第一二阶低通滤波器，所述第一二阶低通滤波器的接收端连接一第一运算器和一第二运算器的输出端，所述第一运算器用于将d轴电压分量
Figure QLYQS_25
与
Figure QLYQS_30
相乘，所述第二运算器用于将d轴电压分量
Figure QLYQS_33
与
Figure QLYQS_28
相乘；其中t表示时间值；第二二阶低通滤波器，所述第二二阶低通滤波器的接收端连接一第三运算器和一第四运算器的输出端，所述第三运算器用于将q轴电压分量
Figure QLYQS_29
与
Figure QLYQS_34
相乘，所述第二运算器用于将q轴电压分量
Figure QLYQS_37
与
Figure QLYQS_27
相乘；幅值运算器，连接所述第一二阶低通滤波器和所述第二二阶低通滤波器的输出端，基于接收所述第一二阶低通滤波器输出的d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure QLYQS_32
和虚部
Figure QLYQS_36
以及接收所述第二二阶低通滤波器输出的q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure QLYQS_38
和虚部
Figure QLYQS_26
输出与所述谐波的频率值
Figure QLYQS_31
对应的所述谐波的幅值
Figure QLYQS_35
。
4.根据权利要求1所述的功率模块电能质量优化控制系统，其特征在于，所述谐波补偿模块包括，增益运算器，连接所述谐波判断模块，接收所述谐波判断模块传输的所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_39
、
Figure QLYQS_40
，所述增益运算器用于对所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_41
、
Figure QLYQS_42
执行增益运算；第一二阶带通滤波器，连接所述增益运算器的第一输出端，接收所述增益运算器的第一运算结果并输出d轴谐波补偿量
Figure QLYQS_43
；第二二阶带通滤波器，连接所述增益运算器的第二输出端，接收所述增益运算器的第二运算结果并输出q轴谐波补偿量
Figure QLYQS_44
。
5.根据权利要求1所述的功率模块电能质量优化控制系统，其特征在于，所述基波控制模块包括，一电压环，所述电压环连接所述电压采样模块，接收所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_45
、
Figure QLYQS_46
，并基于给定的一电压目标控制值
Figure QLYQS_47
进行电压调节；一电流环，连接所述电压环的输出端接收所述电压环的输出值
Figure QLYQS_48
，并基于接收的三相交流电流信号进行电流调节，输出所述基波电压控制量
Figure QLYQS_49
、
Figure QLYQS_50
。
6.一种功率模块电能质量优化控制方法，应用于如权利要求1-5中任意一项所述的功率模块电能质量优化控制系统，其特征在于，包括，步骤S1，所述电压采样模块采集所述逆变器的三相交流电压信号
Figure QLYQS_69
、
Figure QLYQS_74
、
Figure QLYQS_78
，对所述逆变器的三相交流电压信号
Figure QLYQS_51
、
Figure QLYQS_57
、
Figure QLYQS_62
进行坐标变换获得d-q轴电压分量
Figure QLYQS_65
、
Figure QLYQS_53
；步骤S2，将所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_58
、
Figure QLYQS_61
输入所述谐波检测模块，获得与所述谐波的频率值
Figure QLYQS_66
对应的所述谐波的幅值
Figure QLYQS_70
；步骤S3，将所述谐波的幅值
Figure QLYQS_73
输入所述谐波判断模块，所述谐波判断模块选择所述谐波的幅值
Figure QLYQS_77
的最大值
Figure QLYQS_82
，并判断与所述阈值
Figure QLYQS_67
的大小关系，若所述谐波的幅值
Figure QLYQS_71
的最大值
Figure QLYQS_75
大于所述阈值
Figure QLYQS_79
，则执行步骤S4；否则，设置所述谐波补偿量
Figure QLYQS_52
、
Figure QLYQS_55
为0，执行步骤S5；步骤S4，将所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_59
、
Figure QLYQS_63
、所述谐波的幅值
Figure QLYQS_80
的最大值
Figure QLYQS_83
以及与所述谐波的幅值
Figure QLYQS_85
的最大值
Figure QLYQS_87
相对应的频率值
Figure QLYQS_81
输入所述谐波补偿模块，获得所述谐波补偿量
Figure QLYQS_84
、
Figure QLYQS_86
；步骤S5，所述基波控制模块基于所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_88
、
Figure QLYQS_54
以及三相交流电压信号输出基波电压控制量
Figure QLYQS_56
、
Figure QLYQS_60
；将所述谐波补偿量
Figure QLYQS_64
、
Figure QLYQS_68
和所述基波电压控制量
Figure QLYQS_72
、
Figure QLYQS_76
叠加后输入至所述信号调制模块，获得所述开关管驱动信号。
7.根据权利要求6所述的功率模块电能质量优化控制方法，其特征在于，步骤S2包括，步骤S20，将截止频率
Figure QLYQS_89
、品质因数
Figure QLYQS_90
输入一滤波器设计模块，获得二阶低通滤波器各项系数，其表达式为：
Figure QLYQS_91
其中，z为离散拉普拉斯算子，
Figure QLYQS_102
、
Figure QLYQS_95
、
Figure QLYQS_98
为分子项系数，
Figure QLYQS_93
、
Figure QLYQS_96
为分母项系数；步骤S21，将d轴电压分量
Figure QLYQS_100
与
Figure QLYQS_104
和
Figure QLYQS_101
相乘，经过第一二阶低通滤波器得到d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure QLYQS_105
和虚部
Figure QLYQS_92
，其中t表示时间值；以及；将q轴电压分量
Figure QLYQS_97
与
Figure QLYQS_108
和
Figure QLYQS_111
相乘，经过第二二阶低通滤波器得到q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure QLYQS_109
和虚部
Figure QLYQS_112
；步骤S22，将所述d轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure QLYQS_103
和虚部
Figure QLYQS_106
和所述q轴电压中谐波2倍频分量的实部
Figure QLYQS_107
和虚部
Figure QLYQS_110
通过一幅值运算器，获得与所述谐波的频率值
Figure QLYQS_94
对应的所述谐波的幅值
Figure QLYQS_99
。
8.根据权利要求7所述的功率模块电能质量优化控制方法，其特征在于，所述幅值运算器的表达式为，
Figure QLYQS_113
。
9.根据权利要求6所述的功率模块电能质量优化控制方法，其特征在于，步骤S4包括，步骤S40，将与所述谐波的幅值
Figure QLYQS_114
的最大值
Figure QLYQS_115
相对应的频率值
Figure QLYQS_116
、品质因数
Figure QLYQS_117
输入一滤波器设计模块，获得二阶带通滤波器各项系数，其表达式为：
Figure QLYQS_118
其中，z为离散拉普拉斯算子，
Figure QLYQS_120
、
Figure QLYQS_123
、
Figure QLYQS_127
为分子项系数，
Figure QLYQS_121
、
Figure QLYQS_125
为分母项系数；步骤S41，将所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_128
、
Figure QLYQS_130
输入一增益运算器，将所述d轴电压分量
Figure QLYQS_119
与增益
Figure QLYQS_126
相乘，输出第一运算结果，将所述q轴电压分量
Figure QLYQS_129
与所述增益
Figure QLYQS_131
相乘，输出第二运算结果；步骤S42，将所述第一运算结果经过一第一二阶带通滤波器获得d轴谐波补偿量
Figure QLYQS_122
，以及将所述第二运算结果经过一第二二阶带通滤波器获得q轴谐波补偿量
Figure QLYQS_124
。
10.根据权利要求6所述的功率模块电能质量优化控制方法，其特征在于，步骤S5中所述基波控制模块工作过程包括，步骤S51，将一电压目标控制值
Figure QLYQS_132
作为给定值，将所述d-q轴电压分量
Figure QLYQS_133
、
Figure QLYQS_134
，作为反馈值输入至一电压环，所述电压环进行电压调节，表达式为，
Figure QLYQS_135
其中
Figure QLYQS_136
为电压环比例项系数，
Figure QLYQS_137
为电压环积分项系数；步骤S52，将所述电压环的输出值
Figure QLYQS_138
作为给定值，将经坐标变换后的所述逆变器的三相交流电流信号作为反馈值输入一电流环，所述电流环进行电流调节，输出所述基波电压控制量
Figure QLYQS_139
、
Figure QLYQS_140
，表达式为，
Figure QLYQS_141
其中
Figure QLYQS_142
为电流环比例项系数，
Figure QLYQS_143
为电流环积分项系数。
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