CN115765438A - 功率变换电路 - Google Patents

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Abstract

本案关于一种功率变换电路，开关桥臂的三开关单元包含第一端、第二端、第三端、上开关、中开关及下开关，上开关、中开关及下开关依次串联连接于第一端及第三端之间，第一端电连接于输入正端，上开关和下开关同步导通及关断，接地开关耦接于第三端及输入负端，跨接储能电容的一端电连接于上开关及中开关之间，跨接储能电容的另一端电连接于第三端，浮地驱动电路的二极管、电容及驱动单元电连接于上开关的第二极及下开关的第二极之间，二极管及电容之间的连接点电连接于上开关的驱动极，电容及驱动单元之间的连接点电连接于下开关的驱动极。

Description

功率变换电路
技术领域
本案关于一种功率变换电路，尤指一种降压型的功率变换电路。
背景技术
随着芯片(例如CPU、GPU或ASIC)的耗电越来越大，对于供电给芯片的电压调节模块的小型化要求也越来越高，而为了实现电压调节模块的小型化，电压调节模块需要采用较低的输入电压，例如为5V，以使电压调节模块内的电感的尺寸可大幅降低，从而使电压调节模块的整体体积下降、功率变换密度上升且变换效率上升。然而，传统供电系统的电压源所提供给电压调节模块的电压较高，例如为54V，而使得电压调节模块无法直接由供电系统的电压源接收较低的输入电压，而仅能接收供电系统的电压源所提供的较高的输入电压，进而导致电压调节模块的整体体积无法下降、功率变换密度无法上升且变换效率无法上升。
因此，如何发展一种功率变换电路来解决现有技术所面临的问题，实为本领域急需面对的课题。
发明内容
本案的目的在于提供一种功率变换电路，其可达到降压的功能。
为达上述目的，本案提供一种功率变换电路，包含输入正端、输入负端、输出正端、输出负端、开关桥臂、第一接地开关、第一跨接储能电容及第一浮地驱动电路。输入负端和输出负端电连接以接地。开关桥臂包含至少一三开关单元，三开关单元包含第一端、第二端、第三端、上开关、中开关及下开关，上开关、中开关及下开关依次串联连接于第一端及第三端之间，第一端电连接于输入正端，上开关和下开关同步导通及关断。第一接地开关耦接于第三端及输入负端。第一跨接储能电容的一端电连接于上开关及中开关之间，第一跨接储能电容的另一端电连接于第三端。第一浮地驱动电路包含第一浮地驱动二极管、第一浮地驱动电容及第一浮地驱动单元，第一浮地驱动二极管、第一浮地驱动电容及第一浮地驱动单元依序串联电连接于上开关的第二极及下开关的第二极之间，第一浮地驱动二极管及第一浮地驱动电容之间的连接点更电连接于上开关的驱动极，第一浮地驱动电容及第一浮地驱动单元之间的连接点更电连接于下开关的驱动极。
附图说明
图1为本案第一实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
图2为图1所示的功率变换电路的部分元件的波形时序图。
图3为本案第二实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
图4为图3所示的功率变换电路的部分元件的波形时序图。
图5为本案第三实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
图6为图5所示的功率变换电路的部分元件的波形时序图。
图7为本案第四实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
图8为本案第五实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
其中，附图标记说明如下：
1、1a、1b、1c、1d：功率变换电路
11：电压源
Vin：输入电压
Vo：输出电压
Vin+：输入正端
Vin-：输入负端
Vo+：输出正端
Vo-：输出负端
Lin：输入电感
Cin：输入电容
12：开关控制集合
121：第一端
122：第二端
123：第三端
124：开关桥臂
124a：三开关单元
C1：第一储能电容
C2：第二储能电容
C3：第三储能电容
C4：钳位电容
Lo1：第一输出电感
Lo2：第二输出电感
M1：第一开关
M2：第二开关
M3：第三开关
M4：第四开关
M5：第一接地开关
M6：第二接地开关
Co：输出电容
A：第一连接点
B：第二连接点
C：第三连接点
D：第四连接点
E：第五连接点
Vgs_M1：第一开关的栅极-源极电压
Vgs_M2：第二开关的栅极-源极电压
Vgs_M3：第三开关的栅极-源极电压
Vgs_M4：第四开关的栅极-源极电压
Vgs_M5：第一接地开关的栅极-源极电压
Vgs_M6：第二接地开关的栅极-源极电压
VA：第一连接点的电压
VB：第二连接点的电压
iC1：流经第一储能电容的电流
iC2：流经第一储能电容的电流
iC3：流经第三储能电容的电流
iLo1流经第一输出电感的电流
iLo2流经第二输出电感的电流
Duty：占空比
21：第一驱动电路
Da：第一驱动二极管
Ca：第一驱动电容
211：第一驱动单元
22：第二驱动电路
Db：第二驱动二极管
Cb：第二驱动电容
221：第二驱动单元
23：第三驱动电路
24：第四驱动电路
Ls1：第一漏电感
Lm1：第一磁化电感
Ls2：第二漏电感
Lm2：第二磁化电感
iLm1：流经第一磁化电感的电流
iLm2：流经第二磁化电感的电流
t0-t7：时刻
Ts：开关周期
具体实施方式
体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图式在本质上是当作说明使用，而非用于限制本案。
请参阅图1，其为本案第一实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。本实施例的功率变换电路1为开关电容降压转换器(switch capacitor buck converter)，且电连接于供电系统的电压源11及负载(未图示)之间，其中负载可为但不限为电压调节模块，功率变换电路1用以对电压源11提供的输入电压Vin进行转换，以产生输出电压Vo至负载。功率变换电路1包含输入正端Vin+、输入负端Vin-、输出正端Vo+、输出负端Vo-、输入电感Lin、输入电容Cin、开关控制集合12、第一输出电感Lo1、第二输出电感Lo2、第一接地开关M5、第二接地开关M6及输出电容Co。输入正端Vin+及输入负端Vin-电连接于电压源11的两端，功率变换电路1经由输入正端Vin+及输入负端Vin-接收输入电压Vin。输出正端Vo+及输出负端Vo-与负载电连接，功率变换电路1经由输出正端Vo+与输出负端Vo-输出输出电压Vo至负载。输出负端Vo-与输入负端Vin-电连接以接地。输入电感Lin的第一端电连接于输入正端Vin+。输入电容Cin的两端电连接于输入电感Lin的第二端及输入负端Vo-之间。
开关控制集合12包含第一端121、第二端122、第三端123、开关桥臂124，即n+1个开关(M1、M2、M3、M4)、n个储能电容(C1、C2、C3)及钳位电容C4。在本实施例中，以n＝3为例。开关控制集合12的第一端121电连接于输入正端Vin+。开关控制集合12的第二端122与第一输出电感Lo1的输入端电连接以形成第一连接点A。开关控制集合12的第三端123与第二输出电感Lo2的输入端电连接以形成第二连接点B。开关桥臂124电连接于开关控制集合12的第一端121及第三端123之间，且包含依序串联电连接的第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4。每一开关皆于导通状态及关断状态之间切换，第一开关M1电连接于开关控制集合12的第一端121，且第一开关M1及第二开关M2串联电连接以形成第三连接点C，第二开关M2及第三开关M3串联电连接以形成第四连接点D，第三开关M3及第四开关M4串联电连接以形成第五连接点E，其中，开关桥臂124中的所有开关可为例如但不限于金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)、氮化镓场效应晶体管(GaN FET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)，在本实施例中所有开关以MOSFET为例。
开关控制集合12的多个储能电容包含第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3。第一储能电容C1电连接于第一连接点A及第三连接点C之间，用以存储电能。第二储能电容C2电连接于第二连接点B及第四连接点D之间，用以存储电能。第三储能电容C3电连接于第一连接点A及第五连接点E之间，用以存储电能。钳位电容C4电连接于第三连接点C及第五连接点E之间。
于本实施例中，第二开关M2及第三开关M3电连接于钳位电容C4的两端之间，而于第二开关M2及第三开关M3切换时，钳位电容C4用以钳位第二开关M2的漏极-源极电压及第三开关M3的漏极-源极电压；第三开关M3及第四开关M4电连接于第二储能电容C2的两端之间，而第二储能电容C2除了用以存储电能外，更可于第三开关M3及第四开关M4切换时，钳位第三开关M3的漏极-源极电压及第四开关M4的漏极-源极电压；第一开关M1的两端分别与输入电容Cin及钳位电容C4电连接，且第一接地开关M5的两端分别与输入电容Cin及第二储能电容C2电连接，而钳位电容C4、输入电容Cin及第二储能电容C2于第一开关M1及第一接地开关M5切换时，共同钳位第一开关M1及第一接地开关M5；第一开关M1的两端分别与输入电容Cin及第一储能电容C1电连接，且第二接地开关M6的两端分别与输入电容Cin及第一储能电容C1电连接，而输入电容Cin及第一储能电容C1于第一开关M1及第二接地开关M6切换时，共同钳位第一开关M1及第二接地开关M6。
第一输出电感Lo1与第二输出电感Lo2之间相互独立设置，且第一输出电感Lo1的输入端电连接于开关控制集合12的第二端122，第一输出电感Lo1的输出端电连接于输出正端Vo+。第二输出电感Lo2的输入端电连接于开关控制集合12的第三端123，第二输出电感Lo2的输出端电连接于输出正端Vo+。第一接地开关M5电连接于第二连接点B及输出负端Vo-之间，第二接地开关M6电连接于第一连接点A及输出负端Vo-之间，其中，第一接地开关M5及第二接地开关M6可分别为例如但不限于金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)、氮化镓场效应晶体管(GaN FET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)。输出电容Co电连接于输出正端Vo+及输出负端Vo-之间。
且于本实施例中，功率变换电路1还包含多个驱动单元(未图示)及控制电路(未图示)，其中驱动单元的个数相等于开关的个数，例如六个驱动单元，六个驱动单元中的每一驱动单元与第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6一一对应电连接。控制电路与驱动第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的六个驱动单元电连接，而控制电路产生六组驱动开关信号，以使每一驱动单元根据对应驱动开关信号而产生PWM开关信号来驱动对应的开关，故功率变换电路1利用PWM开关信号驱动对应的开关而达到将输入电压Vin降压为输出电压Vo的功能，以下将进一步利用开关的波形图说明功率变换电路1的作动方式。
请参阅图2并配合图1，其中图2为图1所示的功率变换电路的部分元件的波形时序图。于图2中，Vgs_M1、Vgs_M2、Vgs_M3、Vgs_M4、Vgs_M5及Vgs_M6分别为第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的栅极-源极电压，VA及VB分别为第一连接点的电压及第二连接点的电压，iC1、iC2及iC3分别为流经第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3的电流，iLo1及iLo2则分别为流经第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2的电流。
如图2所示，时刻0至t3为一个开关周期Ts，第一开关M1及第三开关M3接收第一驱动信号(以MOSFET为例，第一驱动信号与Vgs_M1及Vgs_M3相对应)而同步导通及关断，且第一驱动信号的占空比为Duty(即功率变换电路1的占空比)，其小于或等于50％，即在一个开关周期内，第一开关M1及第三开关M3的导通时间为Duty*Ts。第二接地开关M6所接收到的第二驱动信号(以MOSFET为例，第二驱动信号与Vgs_M6相对应)与第一驱动信号互补，第二驱动信号的占空比为1-Duty，即在一个开关周期内，第二接地开关M6的导通时间为(1-Duty)*Ts。第二开关M2及第四开关M4接收第三驱动信号(以MOSFET为例，第三驱动信号与Vgs_M2及Vgs_M4相对应)而同步导通及关断，且第三驱动信号的占空比为Duty，其小于或等于50％，即在一个开关周期内，第二开关M2及第四开关M4的导通时间为Duty*Ts，且于本实施例中，第三驱动信号与第一驱动信号之间错相180度，且第三驱动信号的占空比与第一驱动信号的占空比相同。第五开关M5所接收到的第四驱动信号(以MOSFET为例，第四驱动信号与Vgs_M5相对应)与第三驱动信号互补，第四驱动信号的占空比为1-Duty，即在一个开关周期内，第五开关M5的导通时间则为(1-Duty)*Ts。
根据图2的波形时序图并配合图1的电路拓扑图可知，于时刻0至t0区间时，第一开关M1及第三开关M3导通，第二开关M2及第四开关M4关断，而使输入电容Cin与第一储能电容C1相串联以提供电流给第一输出电感Lo1，且第二储能电容C2与第三储能电容C3相串联以提供电流给第一输出电感Lo1，其中流经第一储能电容C1的电流、流经第二储能电容C2的电流及流经第三储能电容C3的电流的电流幅值皆相等，即为0.5倍的第一输出电感Lo1的电流幅值，且流经第二储能电容C2的电流方向相反于流经第一储能电容C1的电流方向以及流经第三储能电容C3的电流方向。此时第一输出电感Lo1的第一连接点A的电压幅值为输入电容Cin与第一储能电容C1之间的电压的直流分量的幅值差值并联于第二储能电容C2与第三储能电容C3之间的电压的直流分量的幅值差值，如图2所示，第一连接点A的电压幅值VA施加电压于第一输出电感Lo1，而使流经第一输出电感Lo1的电流iLo1逐渐增加。此外，第二输出电感Lo2的第二连接点B的电压幅值为0，因此第二连接点B的电压VB并未施加电压于第二输出电感Lo2，而使流经第二输出电感Lo2的电流iLo2逐渐下降。
于时刻t0至t1区间时，第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4皆关断，即为死区时间，其中流经第一储能电容C1的电流、流经第二储能电容C2的电流及流经第三储能电容C3的电流的电流幅值皆为0，而使第一输出电感Lo1的第一连接点A的电压幅值及第二输出电感Lo2的第二连接点B的电压幅值皆为0，因此第一连接点A的电压VA并未施加电压于第一输出电感Lo1，而使流经第一输出电感Lo1的电流iLo1逐渐下降，且第二连接点B的电压VB并未施加电压于第二输出电感Lo2，而使流经第二输出电感Lo2的电流iLo2亦逐渐下降。
于时刻t1至t2区间时，第一开关M1及第三开关M3关断，第二开关M2及第四开关M4导通，而使第一储能电容C1与第二储能电容C2相串联以提供电流给第二输出电感Lo2，且第三储能电容C3亦同时提供电流给第二输出电感Lo2，其中流经第一储能电容C1的电流、流经第二储能电容C2的电流及流经第三储能电容C3的电流的电流幅值皆相等，为0.5倍的第二输出电感Lo2的电流幅值，且流经第二储能电容C2的电流方向相反于流经第一储能电容C1的电流方向以及流经第三储能电容C3的电流方向。此时第二输出电感Lo2的第二连连接点B的电压幅值为第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值并联于第一储能电容C1与第二储能电容C2之间的电压的直流分量的幅值差值，如图2所示，第二连连接点B的电压VB施加电压于第二输出电感Lo2，而使流经第二输出电感Lo2的电流iLo2逐渐增加。此外，第一输出电感Lo1的第一连接点A的电压幅值为0，因此第一连接点A的电压VA并未施加电压于第一输出电感Lo1，而使流经第一输出电感Lo1的电流iLo1逐渐下降。
于时刻t2至t3区间时，第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4皆关断，即为死区时间，其中流经第一储能电容C1的电流、流经第二储能电容C2的电流及流经第三储能电容C3的电流的电流幅值皆为0，而使第一输出电感Lo1的第一连接点A的电压幅值及第二输出电感Lo2的第二连接点B的电压幅值皆为0，因此第一连接点A的电压VA并未施加电压于第一输出电感Lo1，而使流经第一输出电感Lo1的电流iLo1逐渐下降，且第二连接点B的电压VB并未施加电压于第二输出电感Lo2，而使流经第二输出电感Lo2的电流iLo2亦逐渐下降。
根据上述功率变换电路1的电路拓扑图配合图2的波形图可知，第一输出电感Lo1的输入电压(即第一连接点A的电压)及第二输出电感Lo2的输入电压(即第二连接点B的电压)为跳变电压，其中跳变电压的周期与功率变换电路1的开关周期相同，而在时刻0至t0区间时，第一输出电感Lo1的高输入电压(即第一连接点A的高电压幅值)相等于输入电压Vin的电压的直流分量的幅值与第一储能电容C1的电压的直流分量的幅值之间的电压差值，或相等于第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值与第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值之间的电压差值，而第二输出电感Lo2的低输入电压(即第二连接点B的低电压幅值)为输出负端Vo-的电压。而在时刻t1至t2区间时，第二输出电感Lo2的高输入电压(即第二连接点B的高电压幅值)为第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值，或为第一储能电容C1的电压的直流分量的幅值与第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值之间的电压差值，而第一输出电感Lo1的低输入电压(即第一连接点A的低电压幅值)为输出负端Vo-的电压。又由图1可知，第一输出电感Lo1的输出端与第二输出电感Lo2的输出端短接，因此第一输出电感Lo1的输入平均电压等于第二输出电感Lo2的输入平均电压，故可知，输入电压Vin的直流分量的幅值与第一储能电容C1的电压的直流分量的幅值之间的电压差值、第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值与第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值之间的电压差值、第一储能电容C1的电压的直流分量的幅值与第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值之间的电压差值以及第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值皆相等，而根据上述关系，可推得第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值等于两倍的第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值，第一储能电容C1的电压的直流分量的幅值等于三倍的第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值，且输入电压Vin的电压的直流分量的幅值等于四倍的第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值。
更可进一步根据上述关系得知，第一储能电容C1的电压的直流分量的幅值等于3/4倍的输入电压Vin的直流分量的幅值，第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值等于1/2倍的输入电压Vin的直流分量的幅值，第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值等于1/4倍的输入电压Vin的直流分量的幅值，第一连接点A和第二连接点B的高电压幅值的直流分量的幅值等于Vin/(n+1)，其中功率变换电路1根据第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3中具有最低电压的直流分量的幅值的储能电容(即第三储能电容C3)获得输出电压Vo，其中输出电压Vo的表示式如下，Vo＝Duty*VC3＝Duty*Vin/(n+1)，其中Vo为输出电压的电压幅值，Duty为第一驱动信号的占空比，VC3为第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值，Vin为输入电压的直流分量的幅值，n为储能电容的个数，且n为大于或等于2的正整数，例如图1所示，本实施例的功率变换电路1具有三个储能电容(第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3)，故本实施例的输出电压Vo＝Duty*VC3＝Duty*Vin/4。而于本实施例中，功率变换电路1的输出电压Vo与输入电压Vin之间的电压增益比为Duty/(n+1)，其中Duty为功率变换电路1的占空比。而于一些实施例中，第一连接点A的电压幅值或者第二连接点B的电压幅值为三个储能电容(第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3)中的两个储能电容的电压之间的电压差值，或者为三个储能电容(第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3)中的其中之一储能电容的电压幅值，或者为输入电压Vin与三个储能电容(第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3)中的其中之一储能电容的电压幅值之间的电压差值。当然，于一些实施例中，功率变换电路1的储能电容的个数并不仅局限于三个，而可为任何大于或等于两个的数量，将在之后进一步说明。
由上可知，本案根据上述功率变换电路1的电路拓扑图配合图2的波形图，而使功率变换电路1的输出电压为Vo＝Duty*Vin/4，即代表功率变换电路1的输出电压相较于输入电压而大幅下降以达到降压的功能，以图1为例的功率变换电路1具有三个储能电容来说，功率变换电路1的占空比扩展四倍，且输出电压下降四倍，且第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2两端的电压与时间的伏秒乘积大幅下降，故可使第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2的感量、体积及损耗皆大幅下降，从而使负载(即电压调节模块)可接收功率变换电路1所输出的较低的输出电压，进而降低电压调节模块的整体体积、提升电压调节模块的功率变换密度及变换效率。
于一些实施例中，为了于开关切换的过程中降低输入电容Cin、第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3彼此之间的电流冲击，同时降低开关桥臂124内的所有开关的切换损耗，输入电容Cin的容量、第一储能电容C1的容量、第二储能电容C2的容量及第三储能电容C3的容量需满足以下两个表示式，第一个表示式为
Figure BDA0003394030260000111
第二个表示式为
Figure BDA0003394030260000112
其中上述表示式中，Cin为输入电容的容量，C1为第一储能电容的容量，C2为第二储能电容的容量，C3为第三储能电容的容量，Duty为第一驱动信号的占空比。
于一些实施例中，为了降低第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2的输出电流纹波，并提高功率变换电路的效率，第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2可为耦合电感所构成。请参阅图3及图4，其中图3为本案第二实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图，图4为图3所示的功率变换电路的部分元件的波形时序图。如图3所示，相较于图1所示的功率变换电路1，本实施例的功率变换电路1a的第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2相互耦合，即第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2可绕制于同一磁芯(未图示)上，其中第一输出电感Lo1的输入端(即第一输出电感Lo1连接于第一连接点A的一端)与第二输出电感Lo2的输出端(即第二输出电感Lo2连接于输出正端Vo+的一端)为同名端，且于本实施例中，第一输出电感Lo1和第二输出电感Lo2的耦合系数分别大于或等于0.33，于另一些实施例中，第一输出电感Lo1和第二输出电感Lo2的耦合系数分别大于或等于0.66。于又一些实施例中，第一输出电感Lo1和第二输出电感Lo2的耦合系数分别大于或等于0.9。
根据图4的波形时序图并配合图3的电路拓扑图可知，由于第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2相互耦合，因此第一连接点A的电压VA同时施加电压于第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2上，且第二连接点B的电压VB亦同时施加电压于第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2上，于时刻0至t0区间以及时刻t1至t2区间时，流经第一输出电感Lo1的电流iLo1逐渐增加，且流经第二输出电感Lo2的电流iLo2逐渐增加，而于时刻t0至t1区间以及时刻t2至t3区间时，流经第一输出电感Lo1的电流iLo1逐渐下降，且流经第二输出电感Lo2的电流iLo2逐渐下降。根据上述第一输出电感Lo1以及第二输出电感Lo2的耦合关系，第一输出电感Lo1以及第二输出电感Lo2的电流纹波频率加倍，且纹动幅值大幅下降，进一步提高功率变换电路1a的效率。
请参阅图5及图6，其中图5为本案第三实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图，图6为图5所示的功率变换电路的部分元件的波形时序图。相较于图1所示的功率变换电路1，本实施例的功率变换电路1b的第一输出电感等效为第一漏电感Ls1及第一磁化电感Lm1串联连接所构成，第二输出电感等效为第二漏电感Ls2及第二磁化电感Lm2串联连接所构成，且第二输出电感与第一输出电感相互耦合，即第二输出电感与第一输出电感可绕制于同一磁芯(未图示)上，其中第一磁化电感Lm1的输入端与第二磁化电感Lm2的输出端为同名端，且第一磁化电感Lm1的等效感量等于第二磁化电感Lm2的等效感量。于本实施例中，第一输出电感及第二输出电感的耦合系数大于或等于0.66，于另一些实施例中，第一输出电感及第二输出电感的耦合系数大于或等于0.9。
本实施例中，第一输出电感及第二输出电感分别与第一储能电容C1、第二储能电容C2、第三储能电容C3及输入电容Cin形成谐振，使得第一输出电感的电流波形及第二输出电感的电流波形分别近似为正弦(于假设iLm1＝iLm2＝0的情形下)，而功率变换电路1b可利用第一输出电感及第二输出电感的正弦电流而实现第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电流开通或关断，即达成第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电流切换。且当第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6皆关断后，第一输出电感的第一磁化电感Lm1及第二输出电感的第二磁化电感Lm2分别持续抽取第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的结电容电荷，以达成第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电压开通，以下将进一步说明本实施例的功率变换电路1b达成开关的零电流切换及零电压开通的控制方法。
于图6中，Vgs_M1、Vgs_M2、Vgs_M3、Vgs_M4、Vgs_M5及Vgs_M6分别为第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的栅极-源极电压(分别对应于开关M1～M6的驱动信号，且该些驱动信号的占空比皆近似等于50％)，VA及VB分别为第一连接点的电压及第二连接点的电压，iC1、iC2及iC3分别为流经第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3的电流，iLo1为流经第一漏电感Ls1及第一磁化电感Lm1所构成的第一输出电感的电流，iLo2为流经第二漏电感Ls2及第二磁化电感Lm2所构成的第二输出电感的电流，iLm1及iLm2分别为流经第一磁化电感Lm1及第二磁化电感Lm2的电流。
根据图6的波形时序图并配合图5的电路拓扑图可知，由于第一输出电感及第二输出电感相互耦合，因此第一连接点A的电压VA同时施加电压于第一输出电感、第二输出电感以及输出电容Co上，且第二连接点B的电压VB亦同时施加电压于第一输出电感、第二输出电感以及输出电容Co上。
于时刻0至t0区间以及时刻t1至t2区间时，流经第一输出电感的电流iLo1先谐振增加后再谐振下降，而当流经第一输出电感的电流iLo1下降至相等于流经第一磁化电感Lm1的电流iLm1时，第一开关M1、第三开关M3及第一接地开关M5分别由导通状态切换为关断状态，第二开关M2、第四开关M4及第二接地开关M6分别由关断状态切换为导通状态，即代表于时刻0至t0区间以及时刻t1至t2区间时，功率变换电路1b可达成第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电流切换。而于时刻t0至t1区间以及时刻t2至t3区间时，流经第一输出电感的电流iLo1相等于流经第一磁化电感Lm1的电流iLm1，而使流经第一输出电感的电流iLo1可抽取第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的结电容电荷，以达成第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电压开通。
相似的，于时刻0至t0区间以及时刻t1至t2区间时，流经第二输出电感的电流iLo2先谐振增加后再谐振下降，而当流经第二输出电感的电流iLo2下降至相等于流经第二磁化电感Lm2的电流iLm2时，第一开关M1、第三开关M3及第一接地开关M5分别由导通状态准备切换为关断状态，第二开关M2、第四开关M4及第二接地开关M6分别由关断状态准备切换为导通状态，即代表于时刻0至t0区间以及时刻t1至t2区间时，功率变换电路1b可达成第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电流切换。而于时刻t0至t1区间以及时刻t2至t3区间时，流经第二输出电感的电流iLo2相等于流经第二磁化电感Lm2的电流iLm2，而使流经第二输出电感的电流iLo2可抽取第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的结电容电荷，以达成第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电压开通。
而于本实施例中，功率变换电路1b工作于谐振状态，使第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的电流波形皆近似为正弦波形。功率变换电路1b根据其工作的谐振状态而具有谐振周期及谐振频率，其中谐振周期为第一漏电感Ls1串联第二漏电感Ls2构成的等效电感与第一储能电容C1、第二储能电容C2及第三储能电容C3所构成的等效电容串联谐振所形成，其由(Ls1+Ls2)和
Figure BDA0003394030260000141
共同决定，其中Ls1为第一漏电感的电感值，Ls2为第二漏电感的电感值，C1为第一储能电容的电容值，C2为第二储能电容的电容值，C3为第三储能电容的电容值。谐振频率为谐振周期的倒数，且当该功率变换电路1c的开关频率大于或等于谐振频率时，则可实现第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电流关断。而当第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6皆关断后，流经第一磁化电感Lm1的电流iLm1及流经第二磁化电感Lm2的电流iLm2则持续抽取第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的结电容的电荷，以实现第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6的零电压开通，故本实施例的功率变换电路1b可大幅降低所有开关的切换损耗，进而提高功率变换电路1b的效率。
于一些实施例中，功率变换电路的储能电容的个数并不仅局限于如图1所示的三个，而可为任何大于两个的数量。请参阅图7，其为本案第四实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。如图7所示，相较于图1所示的开关控制集合12的开关桥臂124具有四个开关、三个储能电容及钳位电容，本实施例的功率变换电路1c的开关桥臂124仅具有三个开关(即第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4)及两个储能电容(即第二储能电容C2及第三储能电容C3)，其连接方式分别相似于图1所示的第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第二储能电容C2及第三储能电容C3，故于此不再赘述。而于本实施例中，开关桥臂124的第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4可构成一个三开关单元124a，其中第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4可视为开关桥臂124的上开关、中开关及下开关，且于本实施例中，可将第二储能电容C2视为第一跨接储能电容。
根据上述功率变换电路1c的电路拓扑图配合图2的波形图可知，在时刻0至t0区间时，第一输出电感Lo1的高输入电压(即第一连接点A的高电压幅值)为输入电压Vin的电压的直流分量的幅值与第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值之间的电压差值，或为第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值。而在时刻t1至t2区间时，第二输出电感Lo2的高输入电压(即第二连接点B的高电压幅值)为第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值与第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值之间的电压差值。又由图7可知，第一输出电感Lo1的输出端与第二输出电感Lo2的输出端短接，因此第一输出电感Lo1的输入平均电压等于第二输出电感Lo2的输入平均电压，故可知，输入电压Vin的电压的直流分量的幅值与第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值之间的电压差值、第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值与第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值之间的电压差值以及第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值皆相等，而根据上述关系，可推得输入电压Vin的电压的直流分量的幅值等于三倍的第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值，且第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值等于两倍的第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值。
更可进一步根据上述关系得知，第二储能电容C2的电压的直流分量的幅值等于2/3倍的输入电压Vin的直流分量的幅值，第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值等于1/3倍的输入电压Vin的直流分量的幅值，其中功率变换电路1c根据第二储能电容C2及第三储能电容C3中具有最低电压的直流分量的幅值的储能电容(即第三储能电容C3)而获得输出电压Vo，其中输出电压Vo的表示式如下，Vo＝Duty*VC3＝Duty*Vin/(n+1)，其中Vo为输出电压的电压幅值，Duty为第一驱动信号的占空比，VC3为第三储能电容C3的电压的直流分量的幅值，Vin为输入电压的直流分量的幅值，n为储能电容的个数，且n为大于或等于2的正整数，例如图7所示，本实施例的功率变换电路1c具有两个储能电容(第二储能电容C2及第三储能电容C3)，故本实施例的输出电压Vo＝Duty*VC3＝Duty*Vin/3。根据图1及图3所示的功率变换电路1的电路拓扑示意图可知，功率变换电路包含多个浮地的开关及多个接地的开关，例如图1及图3所示的第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4为浮地开关，第一接地开关M5及第二接地开关M6为接地开关，且图1及图3所示的功率变换电路1需具有六个驱动单元以分别驱动第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第一接地开关M5及第二接地开关M6，为了降低功率变换电路的体积，于一些实施例中，功率变换电路以较少数量的驱动单元驱动开关。请参阅图8，其为本案第五实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。本实施例的功率变换电路1b包含第一驱动电路21、第二驱动电路22、第三驱动电路23及第四驱动电路24。本实施例中所有开关为MOSFET，第一极为漏级，第二极为源极，驱动极为栅极。第一驱动电路21电连接于第三连接点C及第五连接点E之间，且与第一开关M1的栅极及第三开关M3的栅极电连接，于本实施例中，第一驱动电路21包含第一驱动二极管Da、第一驱动电容Ca及第一驱动单元211，第一驱动二极管Da、第一驱动电容Ca及第一驱动单元211依序串联电连接于第三连接点C及第五连接点E之间，第一驱动二极管Da的阳极电连接于第三连接点C(即第一开关M1的源极)，第一驱动二极管Da的阴极与第一驱动电容Ca之间的连接点更电连接于第一开关M1的栅极，第一驱动电容Ca及第一驱动单元211之间的连接点更电连接于第三开关M3的栅极。
根据前述第一驱动电路21的元件连接关系，当第三开关M3的驱动信号为低电压时，第一储能电容C1串联于第三储能电容C3，以透过第一驱动二极管Da对第一驱动电容Ca充电，此时当第一驱动单元211所输出的第一驱动开关信号为高电平时，第一驱动单元211可直接对第三开关M3的寄生电容Cgs进行充电，并可同时经由第一驱动电容Ca、第一储能电容C1及第三储能电容C3对第一开关M1的寄生电容Cgs进行充电；而当第一驱动单元211所输出的第一驱动开关信号为低电平时，第一驱动单元211直接对第三开关M3的寄生电容Cgs进行放电，并可同时经由第一驱动电容Ca、第一储能电容C1及第三储能电容C3对第一开关M1的寄生电容Cgs进行放电，以达到利用同一第一驱动电路21同时驱动第一开关M1及第三开关M3的功能。于一些实施例中，第一驱动电容Ca的电容值大于或等于五倍的第一开关M1的寄生电容Cgs的电容值。
第二驱动电路22电连接于第四连接点D及第二连接点B之间，且与第二开关M2的栅极及第四开关M4的栅极电连接，于本实施例中，第二驱动电路22包含第二驱动二极管Db、第二驱动电容Cb及第二驱动单元221，第二驱动二极管Db、第二驱动电容Cb及第二驱动单元221依序串联电连接于第四连接点D及第二连接点B之间，第二驱动二极管Db的阳极电连接于第二开关M2的源极，第二驱动二极管Db的阴极与第二驱动电容Cb之间的连接点更电连接于第二开关M2的栅极，且第二驱动电容Cb及第二驱动单元221之间的连接点更电连接于第四开关M4的栅极。第三驱动电路23电连接于第一接地开关M5的栅极及输出负端Vo-之间，且第三驱动电路23由单一的驱动单元所构成。第四驱动电路24由电连接于第二接地开关M6的栅极及输出负端Vo-之间，且第四驱动电路23由单一的驱动单元所构成。
根据前述第二驱动电路22的元件连接关系，当第四开关M4的驱动信号为低电压时，第二储能电容C2透过第二驱动二极管Db对第二驱动电容Cb充电，此时当第二驱动单元221所输出的第二驱动开关信号为高电平时，第二驱动单元221可直接对第四开关M4的寄生电容Cgs进行充电，并可同时经由第二驱动电容Cb及第二储能电容C2对第二开关M2的寄生电容Cgs进行充电；而当第二驱动单元221所输出的第二驱动开关信号为低电平时，第二驱动单元221直接对第四开关M4的寄生电容Cgs进行放电，并可同时经由第二驱动电容Cb及第二储能电容C2对第二开关M2的寄生电容Cgs进行放电，以达到利用同一第二驱动电路22同时驱动第二开关M2及第四开关M4的功能。于一些实施例中，第二驱动电容Cb的电容值大于或等于五倍的第二开关M2的寄生电容Cgs的电容值。于本实施例中，开关桥臂124的第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4可构成一个三开关单元，其中第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4可分别视为上开关、中开关及下开关，且于本实施例中，可将第二储能电容C2视为第一跨接储能电容，第一开关M1视为串联开关，第一储能电容C1视为第二跨接储能电容，第二驱动电路22可视为第一浮地驱动电路，相对应的，第二驱动二极管Db可视为第一浮地驱动二极管，第二驱动电容Cb可视为第一浮地驱动电容，第二驱动单元221可视为第一浮地驱动单元。于本实施例中，也可以将开关桥臂124的第一开关M1、第二开关M2及第三开关M3视为一个三开关单元，其中第一开关M1、第二开关M2及第三开关M3可分别视为上开关、中开关及下开关，同时将第一储能电容C1视为第一跨接储能电容，第一驱动电路21可视为第一浮地驱动电路，相对应的，第一驱动二极管Da可视为第一浮地驱动二极管，第一驱动电容Ca可视为第一浮地驱动电容，第一驱动单元211可视为第一浮地驱动单元。即开关桥臂上任意三个串联的开关可形成一个三开关单元，三开关单元的第一端和/或第三端可与多个开关串联连接。
当然，开关桥臂亦可为如图7所示仅具有三个开关(即第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4)的三开关单元，并且上开关(第二开关M2)和下开关(第四开关M4)由第一浮地驱动电路驱动，其驱动方式皆相似于上述驱动方式，而不再赘述。
综上所述，本案根据功率变换电路的电路拓扑配合控制方式，而使功率变换电路的输出电压为Vo＝Duty*Vin/(n+1)，即代表功率变换电路的输出电压相较于输入电压而大幅下降以达到降压的功能，且第一输出电感及第二输出电感两端的电压和时间的伏秒乘积亦大幅下降，故可使第一输出电感及第二输出电感的感量、体积及损耗皆大幅下降，从而使负载(即电压调节模块)可接收功率变换电路所输出的较低的输出电压，进而降低电压调节模块的整体体积、提升电压调节模块的功率变换密度及变换效率。

Claims (19)

1.一种功率变换电路，且包含：
一输入正端、一输入负端、一输出正端及一输出负端，其中该输入负端和该输出负端电连接以接地；
一开关桥臂，包含至少一三开关单元，该至少一三开关单元包含一第一端、一第二端、一第三端、一上开关、一中开关及一下开关，该上开关、该中开关及该下开关依次串联连接于该第一端及该第三端之间，该第一端电连接于该输入正端，该上开关和该下开关同步导通及关断；
一第一接地开关，耦接于该第三端及该输入负端；
一第一跨接储能电容，该第一跨接储能电容的一端电连接于该上开关及该中开关之间，该第一跨接储能电容的另一端电连接于该第三端；以及
一第一浮地驱动电路，包含一第一浮地驱动二极管、一第一浮地驱动电容及一第一浮地驱动单元，该第一浮地驱动二极管、该第一浮地驱动电容及该第一浮地驱动单元依序串联电连接于该上开关的一第二极及该下开关的一第二极之间，该第一浮地驱动二极管及该第一浮地驱动电容之间的连接点更电连接于该上开关的一驱动极，该第一浮地驱动电容及该第一浮地驱动单元之间的连接点更电连接于该下开关的一驱动极。
2.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该上开关及该下开关共同接收一第一驱动信号而同步导通及关断。
3.如权利要求2所述的功率变换电路，该第一驱动信号的占空比小于或等于50％。
4.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该功率变换电路还包含一第一输出电感、一第二输出电感及一第二接地开关，该第一输出电感的输入端与该三开关单元的该第二端耦接以形成一第一连接点，该第一输出电感的输出端电连接于该输出正端，该第二输出电感的输入端与该三开关单元的该第三端电连接以形成一第二连接点，该第二输出电感的输出端电连接于该输出正端，该第一接地开关电连接于该第二连接点及该输出负端之间，该第二接地开关电连接于该第一连接点及该输出负端之间。
5.如权利要求4所述的功率变换电路，其中该功率变换电路包含(n+1)个开关及n个储能电容，其中该上开关、该中开关及该下开关为该(n+1)个开关中的三个开关，该第一跨接储能电容为该n个储能电容中的其中之一储能电容，该功率变换电路的一输出电压与一输入电压之间的电压增益比为Duty/(n+1)，其中Duty为该功率变换电路的占空比。
6.如权利要求4所述的功率变换电路，其中该功率变换电路还包含一第三驱动电路及一第四驱动电路，该第三驱动电路电连接于该第一接地开关及该输出负端之间，该第四驱动电路电连接于该第二接地开关及该输出负端之间。
7.如权利要求4所述的功率变换电路，其中该第二接地开关的驱动信号与该上开关的驱动信号互补，该第一接地开关的驱动信号与该中开关的驱动信号互补。
8.如权利要求4所述的功率变换电路，其中该功率变换电路还包含(n-1)个储能电容，其中该第一跨接储能电容及该(n-1)个储能电容中的其中之一该储能电容的电压的直流分量的幅值等于该输入电压的直流分量的幅值除以(n+1)。
9.如权利要求4所述的功率变换电路，其中该第一输出电感与该第二输出电感相互耦合。
10.如权利要求9所述的功率变换电路，其中该第一输出电感与该第二输出电感的耦合系数大于或等于0.33。
11.如权利要求9所述的功率变换电路，其中该第一输出电感与该第二输出电感的耦合系数大于或等于0.66。
12.如权利要求9所述的功率变换电路，其中该第一输出电感与该第二输出电感的耦合系数大于或等于0.9。
13.如权利要求1或4-12中任一所述的功率变换电路，其中该开关桥臂还包含一串联开关及一第二跨接储能电容，电连接于该输入正端及该三开关单元的该第一端之间，该第二跨接储能电容的一端电连接于该串联开关和上开关之间，该第二跨接储能电容的另一端耦接于该中开关和该下开关之间。
14.如权利要求13所述的功率变换电路，还包括一第一驱动电路，该第一驱动电路包含一第一驱动二极管、一第一驱动电容及一第一驱动单元，该第一驱动二极管、该第一驱动电容及该第一驱动单元依序串联电连接于该串联开关的第二极及该中开关的第二极之间，该第一驱动二极管及该第一驱动电容之间的连接点更电连接于该串联开关的一驱动极，该第一驱动电容及该第一驱动单元之间的连接点更电连接于该中开关的一驱动极。
15.如权利要求13所述的功率变换电路，其中该上开关及该下开关共同接收一第三驱动信号而同步导通及关断，且其中该中开关及该串联开关共同接收一第一驱动信号而同步导通及关断，且该第一驱动信号的占空比小于或等于50％，且该第一驱动信号及该第三驱动信号占空比相同且错相180度。
16.如权利要求13所述的功率变换电路，其中该功率变换电路还包含一输入电容和一第三储能电容，该第三储能电容的一端电连接于该三开关单元的该第二端，该第三储能电容的另一端电连接于该中开关和该下开关之间，该输入电容的容量、该第一跨接储能电容的容量、该第二跨接储能电容的容量及该第三储能电容的容量满足以下两个表示式：
Figure FDA0003394030250000031
Figure FDA0003394030250000032
其中Cin为该输入电容的容量，C1为该第二跨接储能电容的容量，C2为该第一跨接储能电容的容量，C3为该第三储能电容的容量，Duty为一第一驱动信号的占空比。
17.如权利要求13所述的功率变换电路，其中该功率变换电路还包含一第三储能电容，该第三储能电容的一端电连接于该三开关单元的该第二端，该第三储能电容的另一端电连接于该中开关和该下开关之间，该功率变换电路具有一谐振周期，该谐振周期为该第一输出电感的漏电感串联该第二输出电感的漏电感所形成的等效电感与该第一跨接储能电容、该第二跨接储能电容及该第三储能电容所形成的等效电容串联谐振所形成，其中该谐振周期由(Ls1+Ls2)和
Figure FDA0003394030250000033
共同决定，其中Ls1为该第一输出电感的漏电感的电感值，Ls2为该第二输出电感的漏电感的电感值，C1为该第二跨接储能电容的电容值，C2为该第一跨接储能电容的电容值，C3为该第三储能电容的电容值。
18.如权利要求17所述的功率变换电路，其中该功率变换电路具有一谐振频率，该谐振频率为该谐振周期的倒数，而该功率变换电路的开关频率大于或等于该谐振频率。
19.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该第一浮动驱动电容的电容值大于或等于该上开关的驱动极和第二极之间的寄生电容的电容值。
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