CN115694187A - 一种升压功率变换电路及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种升压功率变换电路及装置，电路包括直流/直流升压电路与直流母线，所述直流/直流升压电路与直流母线之间设有中点电位平衡通道，所述中点电位平衡通道包括串联的第一二极管D11与第二二极管D12，还包括双向电压箝位元件ZD，所述第一二极管D11阴极与直流/直流升压电路的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极连接，所述第二二极管D12阳极与飞跨电容Cf的负极连接，所述双向电压箝位元件ZD一端与第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，另一端与直流母线中点连接。本发明在升压功率变换电路增加可抑制直流母线中点电位偏离平衡的功能，提高功率变换装置的可靠性、安全性。

Description

一种升压功率变换电路及装置

技术领域

本发明涉及电气领域，尤其涉及一种升压功率变换电路及装置。

背景技术

随着新能源发电及储能市场的发展，系统电压等级逐步提高、系统容量也趋向大容量化，由此能量转换装置的功率变换电路也随之向多电平化、多级变换化发展。

以光伏发电领域为例，目前通常采用前级为多路并联(输出端并联在一起)的三电平的直流/直流升压电路、后级为三电平的DC/AC(直流/交流)逆变器的两级转换拓扑形式。如图1所示，前级升压电路输出与后级逆变器输入在直流母线处汇集。直流母线中两电容的连接点，通常称为直流母线中点，其是否平衡，即上下电容的的电压是否大致相等，对后级的DC/AC逆变器来说至关重要，因为其直接关系到半导体功率器件的承受电压和逆变电路能否正常工作。

直流/直流升压电路通常采用如图2所示的飞跨电容三电平升压功率变换电路拓扑，包括输入电感L、串联连接的两个开关管T1、T2和两个续流二极管D1、D2组成的变换桥、飞跨电容Cf、输出滤波电容Co。通过升压变换桥的开关管的ON/OFF动作，不仅可使输入电流控制为期望值，将输入功率转换并输出到较高电压的输出直流母线上，还可控制飞跨电容电压到期望值。因飞跨电容电压直接关系到开关器件承受的电压，必须维持在合理范围之内，通常控制在输出母线电压的一半，使各开关器件承受的电压得到均衡。这种电路拓扑因与直流母线的中点没有连接路径，不会对中点电位产生任何影响和作用。

由于直流母线中点只与DC/AC逆变器连接，因此仅DC/AC逆变器能够控制该中点电位。然而，在轻载甚至空载的情况下，逆变器就很难甚至不能控制中点电位，导致系统频繁保护停机，严重状况时导致器件过压损坏。此外，两级变流系统中，经常出现单边运行的工况，例如，逆变器停机状态下，升压变换电路先开机的情况，这时若中点电位有不平衡状态，图1系统中升压功率变换电路又无调节中点电位的能力，也会导致逆变器器件因电压不平衡而烧损的严重状况。

发明内容

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种升压功率变换电路及装置，在不影响原有的升压功率变换功能基础上，又增加可抑制直流母线中点电位偏离平衡的功能，避免传统变流系统中存在的因特殊工况条件引起的中点电位偏移而导致的器件过压保护停机、器件损坏等状况，提高功率变换装置的可靠性、安全性。

为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案为：

一种升压功率变换电路，包括直流/直流升压电路与直流母线，所述直流/直流升压电路与直流母线之间设有中点电位平衡通道，所述中点电位平衡通道包括串联的第一二极管D11与第二二极管D12，还包括双向电压箝位元件ZD，所述第一二极管D11阴极与直流/直流升压电路的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极连接，所述第二二极管D12阳极与飞跨电容Cf的负极连接，所述双向电压箝位元件ZD一端与第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，另一端与直流母线中点连接。

可选的，所述双向电压箝位元件ZD通过电流限制电阻R与直流母线中点连接。

可选的，所述双向电压箝位元件ZD通过开关S1与直流母线中点连接。

可选的，所述直流/直流升压电路至少为两个，所述中点电位平衡通道的第一二极管D11、第二二极管D12、双向电压箝位元件ZD均与直流/直流升压电路一一对应，每个直流/直流升压电路的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极依次通过对应的第一二极管D11、第二二极管D12连接飞跨电容Cf的负极，每个双向电压箝位元件ZD一端均与对应的第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，且另一端依次通过电流限制电阻R、开关S1与直流母线中点连接。

可选的，所述直流/直流升压电路至少为两个，所述中点电位平衡通道的第一二极管D11、第二二极管D12均与直流/直流升压电路一一对应，每个直流/直流升压电路的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极依次通过对应的第一二极管D11、第二二极管D12连接飞跨电容Cf的负极，所述双向电压箝位元件ZD一端与每个第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，且另一端依次通过电流限制电阻R、开关S1与直流母线中点连接。

可选的，所述双向电压箝位元件ZD为双向PVS二极管、压敏电阻、反向串联的两齐纳二极管中任意一种。

可选的，所述双向电压箝位元件ZD的箝位电压阈值VZ选为VZ＞I*Ts/(4Cf)，其中I为电感电流的最大值或额定值，Ts为开关周期，Cf为直流/直流升压电路的升压变换桥中飞跨电容的容值。

可选的，所述直流母线包括两个以上电容组成的串联电路，所述串联电路的上半部分电容与下半部分电容之间的中点为直流母线的中点。

本发明还提出一种功率变换装置，包括任一所述的升压功率变换电路。

可选的，所述升压功率变换电路的直流母线后级还设有直流/交流逆变器，所述直流/交流逆变器和直流母线的中点连接。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

本发明在直流/直流升压电路与直流母线之间设置中点电位平衡通道，其中第一二极管D11阴极与直流/直流升压电路的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极连接；第二二极管D12阳极与飞跨电容Cf的负极连接；其中双向电压箝位元件ZD一端与前述第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，另一端与直流母线中点连接。当直流母线中点出现明显的不平衡时，通过直流/直流升压电路的主开关管的ON/OFF开关动作，经由双向电压箝位元件ZD、以及第一二极管D11、第二二极管D12、飞跨电容Cf及主开关管流过充放电电流，从而促使由串联电容形成的直流母线中点电位平衡化。由此，在DC/AC逆变器在停止或空载等失去控制直流母线中点电位功能的工况下，自动替代完成中点电位平衡功能，避免因中点电压不平衡而引起的DC/AC逆变器的器件损坏，能够提供运行范围更宽、高可靠性的升压功率变换功能。

附图说明

图1为两级式光伏并网逆变器电路结构图。

图2为现有直流/直流升压电路拓扑图。

图3为本发明实施例一的升压功率变换电路拓扑图。

图4为双向电压箝位元件ZD的特性曲线。

图5为本发明实施例一的升压功率变换电路在中点电位平衡状态下的动作模式。

图6为本发明实施例一的升压功率变换电路在中点电位平衡状态下的动作。

图7为本发明实施例一的升压功率变换电路在中点电位下偏状态下的动作模式。

图8为本发明实施例一的升压功率变换电路在中点电位上偏状态下的动作模式。

图9为本发明实施例二的升压功率变换电路拓扑图。

图10为本发明实施例三的升压功率变换电路拓扑图。

图11为本发明实施例四的升压功率变换电路拓扑图。

图12为本发明实施例五的升压功率变换电路拓扑图。

图例说明：1-直流/直流升压电路、2-直流母线、3-中点电位平衡通道。

具体实施方式

以下结合说明书附图和具体优选的实施例对本发明作进一步描述，但并不因此而限制本发明的保护范围。

实施例1

如图1所示，前级升压变换电路对连接的光伏组件进行控制，从而实现光伏组件的最大功率输出。后级DC/AC逆变电路将前级变换电路送上直流母线的能量转换成交流功率，送电上网，同时对直流母线的中点电位进行控制，使其大致趋于平衡。由图1所知，位于支撑电容Cl、C2的连接点处的直流母线中点只与DC/AC逆变器连接，因此仅DC/AC逆变器能够控制该中点电位。众所周知，保证中点电位大致平衡是三电平功率变换系统的关键点，这是因为若不平衡，就会引起构成逆变器的功率器件承受的电压超过期间允许的电压值，导致过压损坏。当逆变器在有较大的功率输出的情况下，逆变器有足够的能力控制中点电位，即控制在母线电压的一半。

为了规避直流母线上连接的三电平逆变器在空载、轻载工况下因中点电位失衡而易过压损坏的风险，拓宽系统运行范围，提高系统可靠性。本实施例提出一种升压功率变换电路，旨在不影响原有的升压功率变换功能基础上，又增加可抑制中点电位偏离的功能，避免传统变流系统中存在的因特殊工况条件引起的中点电位偏移而导致的器件过压保护停机、器件损坏等状况，提高功率变换装置的可靠性、安全性。如图3所示，除了包括直流/直流升压电路1与直流母线2之外，直流/直流升压电路1与直流母线2之间还设有中点电位平衡通道3。

具体的，本实施例的直流/直流升压电路1包括输入电感L、串联连接的两个开关管T1、T2和两个续流二极管D1、D2组成的变换桥、还包括飞跨电容Cf，二极管D1的阴极通过飞跨电容Cf与开关管T1的发射极连接，本实施例的直流母线2为两个以上电容组成的串联电路，该串联电路中上半部分电容与下半部分电容之间的中点为直流母线2的中点，图3中直流母线2包括串联的电容C1和C2，因此上半部分电容为C1，且下半部分电容为C2，以此类推，若包括串联的电容C1至C4，则上半部分电容为C1和C2，且下半部分电容为C3和C4。

如图3所示，本实施例中，中点电位平衡通道3包括串联的第一二极管D11与第二二极管D12，还包括双向电压箝位元件ZD，第一二极管D11阴极与直流/直流升压电路1的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极连接，第二二极管D12阳极与飞跨电容Cf的负极连接，双向电压箝位元件ZD一端与第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，另一端与直流母线2中点连接。

中点电位平衡通道3中，第一二极管D11为直流母线2中的串联电容C1、C2提供放电路径；第二二极管D12为直流母线2中的电容C1、C2提供充电路径；双向电压箝位元件ZD的典型特性曲线如图4所示。当加在该元件两端的电压小于箝位电压VZ时，流过该元件的电流接近于零，即处于截止(断开)状态。然而一旦电压超过箝位电压VZ，该元件立刻变为一个超低电阻通路，两端电压约钳制在VZ。具有此种特性的元件有双向PVS二极管、压敏电阻、反向串联的两齐纳二极管等。典型实现方式是选用双向PVS二极管(Transient voltagesuppression diode)；也可用两个单向PVS二极管或齐纳二极管反向串联而完成双向电压箝位功能使用；也可选用具有类似功能的压敏电阻。

当直流母线2的中点出现明显的不平衡时，通过直流/直流升压电路1的开关管T1、T2的ON/OFF动作，经由双向电压箝位元件ZD、以及第一二极管D11、第二二极管D12、飞跨电容Cf及开关管T1、T2流过充放电电流，从而促使由串联电容C1,C2形成的直流母线2中点电位平衡化。由此，在DC/AC逆变器在停止或空载等失去控制直流母线2中点电位功能的工况下，自动替代完成中点电位平衡功能，避免因中点电压不平衡而引起的DC/AC逆变器的器件损坏，其结果，能够提供运行范围更宽、高可靠性功率变换。

以下详述本实施例的电路工作原理，根据中点电位基本平衡与不平衡的两种工况分别进行分析。

首先，详述中点电位基本平衡的状态下的变换器动作。中点电位平衡状态是指图3中串联于直流母线的两电容C1、C2两端电压Vc1、Vc2处于大致相等、均约为母线电压Vout的一半状态，即

Vc1≈Vc2≈1/2Vout

通过开关管T1,T2的ON/OFF动作，可以控制输入电感L的电流(iL)及飞跨电容Cf的两端电压(Vcf),使其平均值与其指令值一致。飞跨电容电压Vcf的指令值，通常设成直流母线电压Vout的一半，即Vcf≈1/2Vout，以使变换桥中串联连接的两个开关管T1、T2和两个续流二极管D1、D2所承受的电压均等化，约为母线电压的一半，由此可选用较低耐压等级的器件，实现电路的低成本化。

以下根据开关管T1,T2的ON/OFF动作状态，分如图5所示的四种模式说明本实施例的电路的工作原理。

模式1：如图5中左上角所示，开关管T2为ON(导通)，开关管T1为OFF(关断)，直流输入电源经过输入电感L，向飞跨电容Cf充电，飞跨电容Cf两端电压呈上升趋势，只要电压上升量不超过双向箝位元件ZD的箝位电压VZ，二极管D11,D12及双向箝位元件ZD均处于截止状态。

模式2：如图5中右上角所示，开关管T2为OFF(关断),T1为ON(导通)，飞跨电容Cf反向充电(放电)，能量通过续流二极管D1释放到输出直流母线2。因续流二极管D1为导通状态，飞跨电容Cf低压端相对直流母线2负极的电压为Vout-Vcf＝Vout-Vout/2＝Vout/2，与中点电位(Vout/2)之差为零，小于箝位元件的箝位电压VZ，因此二极管D11,D12及双向箝位元件ZD均处于截止状态。

模式3：如图5中左下角所示，开关管T1和T2均为OFF(关断)状态,电感L的能量通过续流二极管D1、D2释放到输出直流母线2，其他器件均处于截止状态，飞跨电容Cf两端电压Vcf维持不变。

模式4：如图5中右下角所示，开关管T1和T2均为ON(导通)状态，整个电路只在电感L中进行蓄能。续流二极管D1、D2以及中点电位平衡通道3均处于截止状态，飞跨电容Cf两端电压Vcf维持不变。

本实施例的升压功率变换电路通过以上4个模式的周期性动作，可达到从低压输入功率转换成高压输出功率的功率转换目的。

综合以上分析可知，当直流母线2的中点电位处于大致平衡时，中点电位平衡通道3的元件均处于截止状态，因此不影响升压变换电路本有的基本功能，达到与传统的飞跨电容升压变换电路完全相同的功率变换效果。

在中点电位平衡、稳定状态下工作时的电感电流、飞跨电容电压典型波形如图6所示。在工作模式1、模式2下，飞跨电容Cf呈以电感电流值充放电，电压上升下降状态。电压纹波与电感电流I、开关周期(载波调制周期)Ts、飞跨电容容值Cf以及开关管的导通占空比有关，当占空比为50％时，纹波电压成为最大。可使用电感电流I的最大值或额定值来计算其峰峰值为Vpp＝I*Ts/(2Cf)，与Cf平均电压最大差值为Vpp/2＝I*Ts/(4Cf)。

由此可见，当双向箝位元件的箝位电压阈值VZ选为VZ＞I*Ts/(4Cf)时，稳态下，双向箝位元件就处于截止状态，对电路动作不产生影响。

以上是在中点电位平衡状态下的工作原理，当中点电位发生不平衡状况时，中点电位平衡通道3就会对连接直流母线2中点的电容C1、C2进行的充放电动作，使中点电压的偏移限制在允许范围之内，以下进行详细描述。

首先考虑中点电位下偏，即直流母线2中电容C2电压Vc2<Vout/2的情况，为描述方便，假设飞跨电容电压Vcf控制在Vout/2，由母线串联电容C1、C2分压得的母线中点对母线负极的电压Vc2，满足

Vc2＜Vout/2-VZ

在前述4种开关工作模式下的电路工作原理如图7所示。模式1和模式4的工作模式下，因电路工作与中点平衡状态下的相同，不再赘述。

模式2：T1为ON(导通)、T2为OFF(关断)，由于飞跨电容Cf低压端电位受偏低的中点电位Vc2和电压箝位元件的箝位电压VZ的作用，将小于Vout/2，由此，飞跨电容Cf的高压端对负母线的电位(＝续流二极管D1阳极电位)小于Vout(＝D1阴极点位)，因此D1处于截止状态，输入电感电流只能通过L→T1→D12→ZD→C2路径为电容C2充电，抬升直流母线2的中点电位，使之趋向平衡。

模式3：T1为OFF(关断)、T2为ON(导通)，同样受偏低的中点电位Vc2和电压箝位元件的箝位电压VZ的作用，飞跨电容Cf的高压端对负母线的电位(＝续流二极管D1阳极电位)小于Vout，D1处于截止状态，由此，输入电感电流只能通过L→D2→Cf→D12→ZD→C2路径为电容C2充电，抬升中点电位,使之趋向平衡。

由上可见，当直流母线2串联电容的中点电位偏低时，由开关管T1、T2通常的开通关断动作就能自动抬升中点电位，使之趋向平衡，而无需刻意的控制介入。

接着考虑中点电位上偏，即直流母线2中的电容C2电压Vc2>Vout/2的情况，为描述之便，假设飞跨电容Cf电压Vcf控制在母线电压一半，即1/2Vout，且中点电位即C2电容电压满足：

Vc2＞Vout/2+VZ

此时，在前述4种开关工作模式下的电路动作原理如图8所示。在模式2和模式3的工作模式下，因电路工作与中点平衡状态下的相同，此处不再赘述。

模式1：T1为OFF(关断)、T2为ON(导通)，由于T2的导通使得飞跨电容Cf高压端对母线负极电位等同飞跨电容两端电压(控制在Vout/2)，中点电位不平衡，Vc2＞Vout/2+VZ时，母线中点与飞跨电容高压端间的电压差因大于箝位电压VZ，二极管D11、箝位元件ZD导通，电容C2经过C2→ZD→D11→Cf→T2路径进行放电，由此中点电位降低，趋向平衡。

模式4：T1、T2均为ON(导通)，因由T2为ON(导通)，与上述模式1相同的原理、电容C2同样经过C2→ZD→D11→Cf→T2路径进行放电，由此直流母线2的中点电位降低，趋向平衡。

由上可知，当直流母线2中串联电容的中点电位偏高时，由开关管开关管T1、T2通常的开通关断动作就能自动降低中点电位，使之趋向平衡，而无需刻意的控制介入。

本实施例还提出一种功率变换装置，其结构类似图1，但是直流/直流升压电路至直流母线的部分替换为本实施例中的升压功率变换电路，升压功率变换电路的直流母线2中点与后级的直流/交流逆变器连接。

综上所述，本实施例提供了一种具有直流母线中点电位自平衡功能的三电平飞跨电容直流/直流升压变换电路拓扑，能够弥补空载、轻载、低功率因数工况下、与之相连的三电平逆变器中点电位控制控制能力的匮乏，拓宽功率变换系统的运行范围，且在逆变器控制失效的状况下，可防止因中点电位失衡引起的装置损坏，提高系统的安全可靠性。

其最大的特征在飞跨电容与直流母线的中点之间插入了具有双向电压箝位功能的元件，在中点电位大致平衡时，使DC/DC变换电路与直流母线中点通路处于截止状态，发挥功率变换电路间的控制解耦作用；当中点电位发生不平衡时，又能自动激活其充放电通流作用，限制中点电位的继续偏离并促使其向平衡方向收敛，由此可防止因中点电位失衡引起的逆变器中半导体开关元件的过压烧损。

实施例二

本实施例与实施例一基本相同，区别在于，如图9所示，中点电位平衡通道3还包括电流限制电阻R，双向电压箝位元件ZD通过电流限制电阻R与直流母线2中点连接。根据该电路结构，在中点电位不平衡情况下，通过电流限制电阻R，中点电位平衡用的电流被降低，所以能够防止电路中电流过大而损坏电路器件。

实施例三

本实施例与实施例一基本相同，区别在于，如图10所示，中点电位平衡通道3还包括开关S1，双向电压箝位元件ZD通过开关S1与直流母线2中点连接。开关S1为机械的、或半导体的开关器件。

根据该电路结构，可以按照实际需要，适当地接入或断开升压功率变换电路与直流母线2中点的连接。比如，当中点电位不平衡或逆变器侧处于中点电位不可控状态时，闭合开关S1，接入升压功率变换电路，利用其中点电位不平衡抑制功能，接管逆变器，防止中点电位的严重偏离；而中点电位已经工作在平衡点附近时，关断开关S1，切除升压功率变换电路与其他变换器之间经过中点连接处的电气耦合，使各变换器能够独立地进行原有的各自变换功能，使系统控制动作更加清晰；以此提高系统的稳定性和可靠性。

实施例四

本实施例与实施例一基本相同，区别在于，如图11所示，直流/直流升压电路1至少为两个，中点电位平衡通道3还包括电流限制电阻R以及开关S1，中点电位平衡通道3中，第一二极管D11、第二二极管D12、双向电压箝位元件ZD均与直流/直流升压电路1一一对应，每个直流/直流升压电路1的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极依次通过对应的第一二极管D11、第二二极管D12连接飞跨电容Cf的负极，每个双向电压箝位元件ZD一端均与对应的第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，且另一端依次通过电流限制电阻R、开关S1与直流母线2中点连接。根据该电路结构，对于多台并联的飞跨电容三电平升压变换电路，中点电位平衡用的限流电阻R、开关S1可以共用，而不影响其本有的功能效用。这样共用的好处是能减少系统的器件数量，降低装置成本。

实施例五

本实施例与实施例一基本相同，区别在于，如图12所示，直流/直流升压电路1至少为两个，中点电位平衡通道3还包括电流限制电阻R以及开关S1，中点电位平衡通道3中，中点电位平衡通道3的第一二极管D11、第二二极管D12均与直流/直流升压电路1一一对应，每个直流/直流升压电路1的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极依次通过对应的第一二极管D11、第二二极管D12连接飞跨电容Cf的负极，双向电压箝位元件ZD一端与每个第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，且另一端依次通过电流限制电阻R、开关S1与直流母线2中点连接。根据该电路结构，对于多台并联的飞跨电容三电平升压变换电路，中点电位平衡用的限流电阻R、开关S1可以共用之外，还可共用双向电压箝位元件ZD，以进一步地减少系统的器件数量，降低装置成本。

上述只是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种升压功率变换电路，其特征在于，包括直流/直流升压电路(1)与直流母线(2)，所述直流/直流升压电路(1)与直流母线(2)之间设有中点电位平衡通道(3)，所述中点电位平衡通道(3)包括串联的第一二极管D11与第二二极管D12，还包括双向电压箝位元件ZD，所述第一二极管D11阴极与直流/直流升压电路(1)的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极连接，所述第二二极管D12阳极与飞跨电容Cf的负极连接，所述双向电压箝位元件ZD一端与第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，另一端与直流母线(2)中点连接。

2.根据权利要求1所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述双向电压箝位元件ZD通过电流限制电阻R与直流母线(2)中点连接。

3.根据权利要求1所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述双向电压箝位元件ZD通过开关S1与直流母线(2)中点连接。

4.根据权利要求1所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述直流/直流升压电路(1)至少为两个，所述中点电位平衡通道(3)的第一二极管D11、第二二极管D12、双向电压箝位元件ZD均与直流/直流升压电路(1)一一对应，每个直流/直流升压电路(1)的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极依次通过对应的第一二极管D11、第二二极管D12连接飞跨电容Cf的负极，每个双向电压箝位元件ZD一端均与对应的第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，且另一端依次通过电流限制电阻R、开关S1与直流母线(2)中点连接。

5.根据权利要求1所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述直流/直流升压电路(1)至少为两个，所述中点电位平衡通道(3)的第一二极管D11、第二二极管D12均与直流/直流升压电路(1)一一对应，每个直流/直流升压电路(1)的升压变换桥中飞跨电容Cf的正极依次通过对应的第一二极管D11、第二二极管D12连接飞跨电容Cf的负极，所述双向电压箝位元件ZD一端与每个第一二极管D11的阳极及第二二极管D12的阴极连接，且另一端依次通过电流限制电阻R、开关S1与直流母线(2)中点连接。

6.根据权利要求1～5任一所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述双向电压箝位元件ZD为双向PVS二极管、压敏电阻、反向串联的两齐纳二极管中任意一种。

7.根据权利要求1～5任一所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述双向电压箝位元件ZD的箝位电压阈值VZ选为VZ＞I*Ts/(4Cf)，其中I为电感电流的最大值或额定值，Ts为开关周期，Cf为直流/直流升压电路(1)的升压变换桥中飞跨电容的容值。

8.根据权利要求1～5任一所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述直流母线(2)包括两个以上电容组成的串联电路，所述串联电路的上半部分电容与下半部分电容之间的中点为直流母线(2)的中点。

9.一种功率变换装置，其特征在于，包括权利要求1～8任一所述的升压功率变换电路。

10.根据权利要求9所述的功率变换装置，其特征在于，所述升压功率变换电路的直流母线(2)后级还设有直流/交流逆变器，所述直流/交流逆变器和直流母线(2)的中点连接。

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