CN115668818A - 光接收装置和光接收方法 - Google Patents

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Abstract

一种光接收装置，具备：波长色散补偿部，对通过相干检波方式接收在副载波调制方式中调制后的光信号而得到的、按每个副载波分割的接收信号分别进行波长色散补偿；以及多个延迟补偿部，补偿经波长色散补偿的每个副载波的接收信号的副载波间的延迟。

Description

光接收装置和光接收方法
技术领域
本发明涉及光接收装置和光接收方法。
背景技术
在数字相干传输中，为了补偿在光纤中产生的波形失真，使用数字信号处理（DSP（Digital Signal Processing））来进行均衡处理（例如，参照非专利文献1）。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：Slim, A. Mezghani, L. G. Baltar, J. Qi, F. N. Hauske andJ. A. Nossek, “Delayed Single-Tap Frequency-Domain Chromatic-DispersionCompensation”, in IEEE Photonics Technology Letters, vol.25, no.2, pp.167-170, 2013年1月15日。
发明内容
发明要解决的课题
近年来，为了实现进一步的长距离传输，均衡处理的应用范围正在扩大。但是，在这样的均衡处理中，进行色散补偿的电子电路成为比较大的电路规模。因此，存在消耗很多电力的问题。
鉴于上述情况，本发明的目的在于提供一种能够以低功耗进行色散补偿的技术。
用于解决课题的方案
本发明的一个方式是一种光接收装置，具备：波长色散补偿部，对通过相干检波方式接收在副载波调制方式中调制后的光信号而得到的、按每个副载波分割的接收信号分别进行波长色散补偿；以及多个延迟补偿部，补偿经波长色散补偿的每个副载波的接收信号的副载波间的延迟。
本发明的一个方式是一种光接收方法，对通过相干检波方式接收在副载波调制方式中调制后的光信号而得到的、按每个副载波分割的接收信号分别进行波长色散补偿，补偿经波长色散补偿的每个副载波的接收信号的副载波间的延迟。
发明效果
根据本发明，能够以低功耗进行色散补偿。
附图说明
图1是示出第一实施方式中的光传输系统的结构的框图；
图2是示出第一实施方式中的副载波分割部的结构的框图；
图3是示出第一实施方式中的波长色散补偿部的结构的框图；
图4是示出进行波长色散补偿的一般的1级结构的系数乘法部的结构的框图；
图5是示出1级结构的系数乘法部的运算的图；
图6是示出第一实施方式中的延迟加法部的结构的框图；
图7是示出第一实施方式中的延迟加法部的运算的图；
图8是示出第一实施方式中的带通滤波器的结构的图；
图9是示出第一实施方式中的光接收装置的处理流程的流程图；
图10是示出第一实施方式中的光接收装置的另一结构例的图；
图11是示出第一实施方式中的光接收装置的另一结构例的图；
图12是示出第二实施方式中的光传输系统的结构的框图；
图13是示出第二实施方式中的波长色散补偿部的结构的框图；
图14是示出第二实施方式中的光接收装置的处理流程的流程图；
图15是示出第三实施方式中的波长色散补偿部的结构的框图；
图16是示出第三实施方式中的延迟选择部的结构的框图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式。
（第一实施方式）
图1是示出第一实施方式中的光传输系统100的结构的框图。光传输系统100具备光发送装置1、光接收装置2和光传输路径4。光发送装置1和光接收装置2经由光传输路径4可通信地连接。光传输路径4具备光纤41和光放大器42。光传输路径4将光发送装置1发送的光信号传输到光接收装置2。
光发送装置1对从外部信息源提供的发送信息进行编码，生成电信号，并将生成的电信号变换成光信号，经由光传输路径3发送到光接收装置2。光发送装置1例如使用极化复用QAM（Quadrature Amplitude Modulation：正交调幅）等调制方式。光发送装置1并不限于极化复用QAM，也可以使用其他调制方式。例如，光发送装置1可以使用极化复用PSK（PhaseShift Keying：相移键控）、单一极化PSK、极化复用APSK（Amplitude Phase Shift Keying：幅相键控）、单一极化APSK、极化复用/概率振幅成形QAM、单一极化/概率振幅成形QAM和多维调制等中的任一个的调制方式。
光接收装置2具备相干检波部21、模数变换部22、副载波分割部23、多个波长色散补偿部24-1～24-O（O为2以上的整数）、自适应均衡部25、频率/相位补偿部26、多个纠错部27-1～27-O、多个延迟补偿部28-1～28-O和复用器29。光接收装置2例如具备副载波数的波长色散补偿部24、纠错部27和延迟补偿部28。
相干检波部21使接收到的光信号与本振光发生干涉，将光信号变换成基带的模拟电信号。
模数变换部22将相干检波部21输出的模拟电信号变换成数字电信号。
副载波分割部23使用数字电信号来分割成各副载波的数字电信号。副载波分割部23分割出的各副载波的数字电信号分别输入到波长色散补偿部24-1～24-O。
在此，假设副载波的数量是4（O=4）时，副载波分割部23将从模数变换部22输出的数字电信号分割成4个副载波的数字电信号。然后，副载波分割部23将分割后的4个副载波的数字电信号中的每个输入到4个波长色散补偿部24-1～24-4中的每个。
波长色散补偿部24-1～24-O在输入的数字电信号中，对在传输路径中产生的波长色散进行补偿。例如，波长色散补偿部24-1～24-O通过FIR（Finite Impulse Response）滤波器（有限脉冲响应滤波器）或频域均衡等数字信号处理，按每个副载波来补偿在传输路径中产生的波长色散。
自适应均衡部25通过FIR滤波器或频域均衡等数字信号处理，动态地估计并均衡在光传输路径4中产生的动态变动的极化波或激光相位噪声等。更具体而言，自适应均衡部25补偿在光传输路径4中在光信号的波形中产生的失真。即，自适应均衡部25纠正在光传输路径4中由于符号间干扰（码间干扰）在光信号中产生的误码。
频率/相位补偿部26针对执行了自适应均衡处理的信号，执行对频率偏移进行补偿的处理和对相位偏移进行补偿的处理。
纠错部27-1～27-O对输入的信号进行纠错。
延迟补偿部28-1～28-O补偿副载波之间的延迟。从运算量的观点出发，延迟补偿部28-1～28-O优选设置在自适应均衡部25和频率/相位补偿部26的后级。在延迟补偿部28-1～28-O中，存在在符号域进行延迟补偿的方法和在比特域进行延迟补偿的方法这两种。但是，在纠错码中使用软判定码，进行跨越多个副载波的编码时，需要在符号域中进行延迟补偿。
复用器29将进行了副载波之间的延迟补偿的多个信号总括为1个系统并输出。
图2是示出第一实施方式中的副载波分割部23的结构的框图。副载波分割部23具备块分割部231、傅里叶变换部232、系数乘法部233、分配部234、多个傅里叶逆变换部235-1～235-O和多个重叠剪切部236-1～236-O。
块分割部231对输入信号进行分块，以使其与傅里叶变换部232进行的傅里叶变换的大小（size）一致。此时，块分割部231对时间上邻接的块进行分块，以使其一部分（例如1/4）重叠。这是用于使得在信号处理实施后也在块之间确保连续性的处置。
傅里叶变换部232对块分割部231依次输出的块进行傅里叶变换。即，傅里叶变换部232将时域信号变换成频域信号。傅里叶变换部232在进行傅里叶变换时，进行离散傅里叶变换或快速傅里叶变换。
系数乘法部233对从傅里叶变换部232输出的频域信号乘以补偿系数。系数乘法部233进行乘法的补偿系数用于接收侧的电子设备的不完全性补偿，而不是波长色散补偿。
分配部234将从系数乘法部233输出的频域信号分成以每个副载波为中心的多个部分区域的信号。由分配部234切开的各副载波的信号分别输入到傅里叶逆变换部235-1～235-O。由分配部234分开的区域既可以彼此重叠，也可以不重叠。如果副载波的配置遍及频带的整个区域是均等的，则能够不重叠地进行切取。分配部234以使得与傅里叶逆变换部235-1～235-O进行的傅里叶逆变换的大小一致的方式，分成部分区域的信号。
傅里叶逆变换部235-1～235-O对输入的副载波的信号进行傅里叶逆变换。即，傅里叶逆变换部235-1～235-O将频域信号变换成时域信号。傅里叶逆变换部235-1～235-O在进行傅里叶逆变换时，进行离散傅里叶逆变换或快速傅里叶逆变换。
重叠剪切部236-1～236-O从傅里叶逆变换部244输出的块，剪切作为重叠部分的例如1/4的部分，将剪切的块进行并串变换，输出3/4长度的样本。此时，每个副载波都被变换成基带信号。
图3是示出第一实施方式中的波长色散补偿部24-1的结构的框图。波长色散补偿部24-1～24-O具有相同结构。因此，以波长色散补偿部24-1为例进行说明。波长色散补偿部24-1具备块分割部241-1、傅里叶变换部242-1、延迟加法部243-1、傅里叶逆变换部244-1和重叠剪切部245-1。在图3中，各功能部间的连接线上所示的“N”示出了对包括N个值的块进行输入输出。图3之后的其他图也示出了同样的情况。
块分割部241-1以使得傅里叶变换部242-1进行的傅里叶变换的块大小N的1/M的样本数与邻接块重叠的方式，将模数变换部22输出的数字信号分割为块。其中，N为正整数，M为2的乘幂且N>M的整数。此外，块分割部241-1对分割后的块进行串并变换，按每块输出。
傅里叶变换部242-1对块分割部241-1依次输出的块进行傅里叶变换。即，傅里叶变换部242-1将N个样本的时域信号变换成N个频段（bin）的频域信号。傅里叶变换部242-1在进行傅里叶变换时，进行离散傅里叶变换或快速傅里叶变换。
延迟加法部243-1对傅里叶变换部242-1输出的频域信号的各频段的值乘以不同的系数。
在进行波长色散补偿的一般结构中，乘以系数的功能部使用具备例如图4所示的一个乘法器300的结构。如图5所示，乘以系数的功能部通过乘法器300对作为傅里叶变换部242输出的频域信号的频域信号S（k）乘以作为频域的系数的H（k），以计算输出信号R（k）。在此，k为表示频域上的位置的整数，1对应于频率零。
系数H（k）是下式（1）所示的值。
[数式1]
Figure DEST_PATH_IMAGE001
。
在式（1）中，β2是波长色散参数。此外，ω由下式（2）表示，值按每个频率而变化。因此，频率的频段的各个信号分别乘以不同的系数。
[数式2]
Figure 84988DEST_PATH_IMAGE002
。
对此，在本实施方式中，如图6所示，延迟加法部243-1具备存储部75-1～75-（L-1）、乘法器阵列70-1～70-L和加法器80。为了便于说明，将包括乘法器阵列70-1～70-L的符号60-1～60-L所示的结构称为级数。
存储部75-1～75-（L-1）分别存储傅里叶变换部242-1每单位时间输出的块。例如，在傅里叶变换部242-1输出的时刻t的块是S1（k）的情况下，存储部75-1存储时刻t-1的块S2（k）。存储部75-2存储时刻t-2的块S3（k）。最后的存储部75-（L-1）存储时刻t-L+1的块SL（k）。
乘法器阵列70-1对傅里叶变换部242-1输出的块S1（k）乘以预定的系数H1（k）。乘法器阵列70-2～70-L中每一个导入存储部75-1～75-（L-1）所存储的块S2（k）～SL（k）。乘法器阵列70-2～70-L中每一个对导入的块S2（k）～SL（k），乘以各个中预定的系数H2（k）～HL（k）。乘法器阵列70-1～70-L中每一个将乘法结果输出到加法器80。乘法器阵列70-1～70-L中每一个由与傅里叶变换部242-1输出的块的长度一致的数量的乘法器构成。这是因为乘法器本身需要块数×块长度的量。
如图7所示，加法器80按每个频段将乘法器阵列70-1～70-L输出的乘法结果相加。因此，加法器80计算包括N个值的输出信号R（k）。再有，在图7中，“i”是1～L的整数。
在此，系数H1（k）～HL（k）是由下式（3）示出的值。
[数式3]
Figure DEST_PATH_IMAGE003
。
在式（3）中，l=1～L，ω由下式（4）表示。
[数式4]
Figure 267707DEST_PATH_IMAGE004
。
此外，在式（3）中，β1由下式（5）表示。
[数式5]
Figure DEST_PATH_IMAGE005
。
即，乘法器阵列70-1～70-L进行乘法的系数H1（k）～HL（k）是按每个级数60-1～60-L不同的值，并且是按频率的每个频段不同的系数。此外，在式（3）中，exp的自变量由作为ω的2次分量的第一项和作为ω的1次分量的第二项构成，分别对应于波长色散补偿和延迟补偿。第二项是为了补偿因级数而异的延迟时间所需要的。
在式（3）中，Bl（ω）是带通滤波器，即窗函数。B1（ω）～BL（ω）例如是图8所示的中心频率的位置不同的带通滤波器50-1～50-L。即，对最低级数60-1应用最高频率的带通滤波器50-1。然后，按顺序，对级数60-2、60-3、…应用带通滤波器50-2、50-3、…，对最高级数60-L应用最低频率的带通滤波器50-L。受到波长色散的光信号的延迟时间按每个频率而异。因此，通过这些带通滤波器50-1～50-L，进行仅提取与波长色散对应的适当频率的处理。
傅里叶逆变换部244-1对延迟加法部243-1输出的每个块进行傅里叶逆变换。即，傅里叶逆变换部244-1将N个频段的频域信号变换成N个样本的时域信号。傅里叶逆变换部244-1在进行傅里叶逆变换时，进行离散傅里叶逆变换或快速傅里叶逆变换。
重叠剪切部245-1从傅里叶逆变换部244-1输出的块，剪切作为重叠部分的1/M的部分。重叠剪切部245-1对剪切的块进行并串变换，输出N（M-1）/M长度的样本。
图9是示出第一实施方式中的光接收装置2的处理流程的流程图。图9的处理在数字电信号被输入到副载波分割部23的情况下执行。
块分割部231以使得与邻接块产生例如1/4的重叠的方式，使块的区间移动（shift），将时域信号分割成多个块。块分割部231在内部的存储区域中缓冲分割而生成的多个块，进行串并变换，由此生成多个块。块分割部231将生成的多个块，按每个块输出到傅里叶变换部232（步骤S1）。
傅里叶变换部232对块分割部231依次输出的块进行傅里叶变换（步骤S2）。傅里叶变换部232将通过傅里叶变换按每个块生成的频域信号分别输出到系数乘法部233。系数乘法部233对频域信号的各个块乘以规定的补偿系数，所述频域信号的各个块被划分到傅里叶变换部232输出的块（步骤S3）。系数乘法部233将乘以规定的补偿系数后的频域信号输出到分配部234。
分配部234将乘以规定的补偿系数后的多个频域信号分成以每个副载波为中心的多个部分区域的信号（步骤S4）。分配部234将每个副载波的信号输出到傅里叶逆变换部235-1～235-O。傅里叶逆变换部235-1～235-O中每个对输入的副载波的信号进行傅里叶逆变换（步骤S5）。傅里叶逆变换部235-1～235-O中每个将变换成时域信号的每个副载波的信号输出到重叠剪切部236-1～236-O。
重叠剪切部236-1～236-O中每个从傅里叶逆变换部244输出的块，剪切重叠部分。然后，重叠剪切部236-1～236-O中每个对剪切的块进行并串变换，分别输出到块分割部241-1～241-O。
块分割部241-1～241-O中每个导入重叠剪切部236-1～236-O输出的时域信号s（t）200。再有，时域信号s（t）200的各框内的数值是示出时间的“t”的值。
块分割部241-1～241-O中每个以使得与邻接块产生N/M的重叠的方式，使块的区间移动，将时域信号s（t）200分割为多个块。块分割部241-1～241-O中每个在内部的存储区域中缓冲分割而生成的多个块，进行串并变换，由此生成块201、202、203、…。块分割部241-1～241-O中每个将生成的块201、202、203、…，按每个块输出到傅里叶变换部242-1～242-O中每个（步骤S7）。
傅里叶变换部242-1～242-O中每个对从块分割部241-1～241-O中每个依次输出的块进行傅里叶变换（步骤S8）。延迟加法部243-1～243-O中每个对频域信号的各个块进行以下处理，所述频域信号被划分到傅里叶变换部242-1～242-O中每个输出的N个频段中的每个频段的块。具体而言，延迟加法部243-1～243-O中每个乘以作为每个时间位置（每个级数60-1～60-L）不同的值且每个频率位置不同的系数HL（k）。
对由延迟加法部243-1～243-O中每个进行的系数HL（k）的乘法处理进行说明。在此，以块分割部241-1为例进行说明。块分割部241-1输出的块201、202、203、…分别作为时域信号x（t）。此外，将傅里叶逆变换部244-1的输出作为时域信号y（t）。在此，假设要乘以的系数是由时域值表示的h（n）时，延迟加法部243-1进行的乘法处理由下式（6）表示。
[数式6]
Figure 375341DEST_PATH_IMAGE006
。
如式（6）所示，y[t]为系数h（n）与时域信号x（t）的卷积运算。如果将式（6）按N个N个地分解，则成为下式（7）。
[数式7]
Figure DEST_PATH_IMAGE007
。
在式（7）中，N0、N1、…、NJ分别为同一值。n=0～N0的数量、n=N0～N1-1的数量、…、n=NJ-1～NJ-1的数量均为N个。
傅里叶变换部242-1对时域信号x（t）进行傅里叶变换以生成频域信号X（f）（步骤S8）。将作为傅里叶逆变换部244-1输出的时域信号y（t）的傅里叶逆变换之前的频域信号设为Ym（f）。此时，X（f）与Ym（f）的关系成为下式（8），为频域系数H（f）与频域信号X（f）的乘法运算。
[数式8]
Figure 36129DEST_PATH_IMAGE008
。
式（8）的最后的数式是将H（f）×X（f）按频率的N个频段N个频段地分解后的数式，是对式（7）右边的数式进行傅里叶变换后的数式。延迟加法部243-1能够称为使用乘法器阵列70-1～70-J和加法器80对式（8）的最后的式进行运算的功能部。
存储部75-1～75-（J-1）分别存储傅里叶变换部242-1每单位时间输出的块。例如，在傅里叶变换部242-1输出的时刻t的块为Xm（f）的情况下，存储部75-1存储时刻t-1的块Xm-1（f）。存储部75-2存储时刻t-2的块Xm-2（f）。最后的存储部75-（J-1）存储时刻t-J+1的块Xm-J+1（f）。
乘法器阵列70-1～70-J中每个从存储部75-1～75-（J-1）中每个，导入频域信号Xm-1（f）～Xm-J+1（f）。乘法器阵列70-1～70-J中每个将导入的Xm-1（f）、Xm-2（f）、…、Xm-J+1（f）中每个乘以频域系数H0（f）、H1（f）、…、HJ-1（f）中每个。然后，乘法器阵列70-1～70-J中每个将乘法结果输出到加法器80（步骤S9）。
加法器80将乘法器阵列70-1～70-J输出的乘法结果相加，计算频域信号Ym（f）（步骤S10）。傅里叶逆变换部244-1对频域信号Ym（f）进行傅里叶逆变换，生成并输出时域信号y（t）（步骤S11）。
重叠剪切部245-1从傅里叶逆变换部244-1输出的时域信号y（t）中包括的各个块301、302、303、…中，剪切作为重叠部分的1/M的部分。具体地，去除块301、302、303、…中每个的从第N（M-1）/M）+1到第N个元素。重叠剪切部245-1针对包括去除了重叠部分的N（M-1）/M个样本的每个块，进行并串变换，生成并输出串行信号310（步骤S12）。关于重叠剪切部245-2～245-O中每个，也对傅里叶逆变换部244-2～244-O中每个输出的时域信号y（t）进行同样的处理。
波长色散补偿部24-1～24-O分别将按每个副载波进行了波长色散的时域信号输入到自适应均衡部25。自适应均衡部25对输入的各时域信号进行数字信号处理（步骤S13）。频率/相位补偿部26对执行了自适应均衡处理的各时域信号，执行补偿频率偏移的处理和补偿相位偏移的处理（步骤S14）。频率/相位补偿部26将每个副载波的时域信号分别输出到纠错部27-1～27-O。
纠错部27-1～27-O分别对输入的时域信号进行纠错（步骤S15）。延迟补偿部28-1～28-O补偿从每个纠错块27-1～27-O输出的各时域信号的副载波之间的延迟（步骤S16）。复用器29将进行了副载波之间的延迟补偿的多个时域信号总括为1个系统并输出（步骤S17）。
图9所示的处理中的波长色散补偿部24进行的处理是被称为延迟加法方式的技术。在延迟加法方式中，进行如下处理。
首先，波长色散补偿部24通过快速傅里叶变换将比波长色散的脉冲响应短的多个时间帧分别变换成频域信号。接下来，波长色散补偿部24在将每个频域帧乘以单独的补偿系数之后进行相加。然后，波长色散补偿部24通过快速傅里叶逆变换返回到时域。
在图9所示的处理中，光接收装置2在块分割部231中对输入信号进行分块，以使其与傅里叶变换部232进行的快速傅里叶变换的大小一致。分块后的信号通过傅里叶变换部232进行的快速傅里叶变换而被变换成频域信号。之后，频域的信号由系数乘法部233乘以补偿系数。由系数乘法部233乘以补偿系数后的频域的信号由分配部234分成以每个副载波为中心的多个部分区域。
之后，通过傅里叶逆变换部235进行的傅里叶逆变换，切换后的频域的信号返回到时域的连续信号。返回到连续信号的各副载波的信号在波长色散补偿部24中再次分块。再次分块后的各副载波的信号被变换到频域。之后，各副载波的信号被输入到并行的单独的延迟加法部243。波长色散补偿是在每个副载波带中独立地进行的。因此，不补偿副载波之间的波长色散。因此，在副载波之间相对地产生延迟差。这由后级的延迟补偿部28-1～28-O进行补偿。
在这样的方法中，副载波分割和色散补偿两者通过频域块处理进行，同时在两者之间一度返回到时域的连续信号。其理由是因为，副载波分割和色散补偿所需的块大小不同。与色散补偿所需的块大小相比，副载波分割所需的块大小较小即可。特别是在长距离传输的情况下，色散补偿的需要量越大时，越有这样的倾向。
如上所述构成的光接收装置2能够以低功耗进行色散补偿。具体地，光接收装置2在进行副载波调制的相干光传输中，具备副载波分割部23、多个波长色散补偿部24-1～24-O和多个延迟补偿部28-1～28-O。副载波分割部23按每个副载波分割接收信号，所述接收信号是通过相干检波方式接收在副载波调制方式中调制的光信号而得到的。多个波长色散补偿部24-1～24-O对按每个副载波分割后的接收信号中每个进行波长色散补偿。多个延迟补偿部28-1～28-O对波长色散补偿后的每个副载波的接收信号的副载波间的延迟进行补偿。这样，在进行副载波调制的相干光传输中，按每个副载波进行色散补偿。由此，能够缩小色散补偿所需的电路规模。而且，能够在使用副载波调制的相干光传输中以低功耗进行色散补偿。
在此，对通过副载波调制而总功耗与单载波相比变少的理由进行说明。关于波长色散补偿，对极化复用信号进行均衡时的最基本的电路结构能够使用一对复FIR滤波器来进行。在该情况下，如果用每单位时间的乘法执行次数来估算FIR滤波器的功耗，则如下式（9）表示。
[数式9]
Figure DEST_PATH_IMAGE009
。
如上式（9）所示，与波长色散量D成比例，与过采样率η（每符号的样本数）的平方成比例，而且与波特率B的三次方成比例。在K-副载波的情况下，每个副载波的波特率与单载波的情况相比为1/K。当按每个副载波进行波长色散补偿时，K并行地进行P/K3的功耗的处理。其总功耗如以下式（10）表示。
[数式10]
Figure 381660DEST_PATH_IMAGE010
。
如以上式（10）所示，与单载波相比，总功耗是K的平方分之一即可。这样，波长色散补偿所需的功耗减少的情况是按每个副载波关闭进行波长色散的情况。此时，副载波之间的波长色散没有补偿而残留，被看作是副载波之间的延迟。因此，在本实施方式中的光接收装置2中，在后级中也补偿副载波之间的延迟。由此，能够以低功耗进行色散补偿。
（第一实施方式的变形例）
上面所示的光接收装置2的结构也可以是如图10和图11所示的结构。上面所示的光接收装置2的结构需要纠错码以副载波为单位独立。这成为电路设计上的制约。此外，在只有特定副载波产生信号质量降低的情况下，在性能方面也不利。对此，图10所示的结构与上面所述的光接收装置2的结构相比功率效率更好。
图10是示出第一实施方式中的光接收装置2的另一结构例的图。图10所示的光接收装置2在纠错部27的前级进行延迟补偿。更具体而言，在图10所示的光接收装置2中，在频率/相位补偿部26和复用器29之间具备多个延迟补偿部28-1～28-O，在复用器29的后级具备纠错部27。各副载波信号在自适应滤波器的补偿和相位补偿的实施后，进行延迟补偿。然后，在被复用器29总括为1个系统后，进行纠错。
在图10所示的结构中，可以在波长色散补偿部24-1～24-O的稍后具备多个延迟补偿部28-1～28-O。即，在图10所示的结构中，可以在波长色散补偿部24-1～24-O和自适应均衡部25之间具备多个延迟补偿部28-1～28-O。
在自适应均衡部25和频率/相位补偿部26中，存在以副载波为单位独立进行的方法以及在副载波之间协作进行的方法两者。因为光纤中的线性波形失真不会导致副载波间串扰，所以能够按每个副载波进行独立的处理。但是，由于发送侧和接收侧的电路中产生的失真会产生副载波间串扰，所以需要在副载波之间进行协作的处理。
在进行副载波间串扰的补偿时，副载波间延迟的状态需要处于与产生该串扰的时间点相同的状态。因此，在图10的结构中，虽然对接收侧的电路中产生的副载波间串扰的补偿是有效的，但是不能进行发送侧的电子电路中产生的副载波间串扰的补偿。与此相对，在图11所示的结构中，虽然在功耗方面不利，但是能够期望高性能。图11是示出第一实施方式中的光接收装置2的另一结构例的图。在图11所示的结构中，是在延迟补偿部28-1～28-O的前后分别配置了自适应均衡部和频率/相位补偿部的组合的结构，以便应对发送侧和接收侧两者中产生的副载波间串扰。更具体地，在图11所示的光接收装置2中，在图10所示的结构中在延迟补偿部28-1～28-O的前级具备自适应均衡部25和频率/相位补偿部26，并且在延迟补偿部28-1～28-O的后级具备自适应均衡部30和频率/相位补偿部31。
在上述实施方式中，光接收装置2在从副载波分割部23输出信号之前一度返回到时域的信号。这样一度返回到时域的信号是为了块大小变换。通过在光接收装置2中应用快速傅里叶变换和快速傅里叶逆变换算法，即使不一定变换成时域的连续信号，也能够实现块大小变换。在该情况下，光接收装置2具备多个块大小变换部，以代替傅里叶逆变换部235-1～235-O、重叠剪切部236-1～236-O、块分割部241-1～241-O和傅里叶变换部242-1～242-O。以副载波的数量具备块大小变换部。块大小变换部将从分配部234输出的每个副载波的频域信号的块大小变换成进行色散补偿所需的块大小。块大小变换部将变换了块大小后的每个副载波的频域信号分别输出到延迟加法部243-1～243-O。
（第二实施方式）
在第一实施方式中，在光接收装置2中具备副载波分割部23和多个波长色散补偿部24-1～24-O作为不同的功能部。副载波分割部23和多个波长色散补偿部24-1～24-O也可以一体化地构成。因此，在第二实施方式中，说明了副载波分割部23和多个波长色散补偿部24-1～24-O被一体化的结构。
图12是示出第二实施方式中的光传输系统100a的结构的框图。光传输系统100a具备光发送装置1、光接收装置2a和光传输路径4。光发送装置1和光接收装置2a经由光传输路径4可通信地连接。
光接收装置2a具备相干检波部21、模数变换部22、波长色散补偿部24a、自适应均衡部25、频率/相位补偿部26、多个纠错部27-1～27-O、多个延迟补偿部28-1～28-O和复用器29。如图13所示，波长色散补偿部24a具备块分割部231、傅里叶变换部232、分配部234a、多个延迟加法部243a-1～243a-O、多个傅里叶逆变换部244-1～244-O和多个重叠剪切部245-1～245-O。
在第二实施方式中，作为波长色散补偿部24a，编入有第一实施方式中的副载波分割部23所具备的块分割部231、傅里叶变换部232和分配部234a，不具备波长色散补偿部24所具备的多个块分割部241-1～241-O和多个傅里叶变换部242-1～242-O。在光接收装置2a中，将输入级的傅里叶变换大小设为能够覆盖后级处理中需要的时间宽度的大小。此时，输入级的傅里叶变换大小为第一实施方式的结构中所需的大小的副载波数量倍。
在第二实施方式中，块分割部231、傅里叶变换部232、多个傅里叶逆变换部244-1～244-O和多个重叠剪切部245-1～245-O进行与第一实施方式中同名的功能部同样的处理。
在第二实施方式中，分配部234a将从傅里叶变换部232输出的频域信号分成以每个副载波为中心的多个部分区域的信号。分配部234a以使得与傅里叶逆变换部244-1～244-O进行的傅里叶逆变换的大小一致的方式分成部分区域的信号。然后，分配部234a将切开的多个部分区域的信号分别输出到延迟加法部243a-1～243a-O。
延迟加法部243a-1～243a-O进行与第一实施方式中的延迟加法部243-1～243-O同样的处理。进而，延迟加法部243a-1～243a-O进行与第一实施方式中的系数乘法部233同样的处理。即，在第二实施方式中，延迟加法部243a-1～243a-O也进行接收特性的补偿。
图14是示出第二实施方式中的光接收装置2a的处理流程的流程图。图14的处理在数字电信号被输入到波长色散补偿部24a的情况下执行。在图14中，对与图9相同的处理赋予与图9相同的符号，省略说明。
在第二实施方式中的光接收装置2a中，通过傅里叶变换部232进行的傅里叶变换按每个块生成的频域信号分别被输入到分配部234a。分配部234a将所输入的每个块的频域信号分成以每个副载波为中心的多个部分区域的频域信号（步骤S21）。分配部234a将每个副载波的频域信号输出到延迟加法部243a-1～243a-O。
延迟加法部243a-1～243a-O中每个首先将输入的每个副载波的频域信号乘以补偿系数。该补偿系数与第一实施方式同样，是用于补偿电子设备的不完全性的系数。之后，延迟加法部243a-1～243a-O中每个对频域信号的各频段的各个值乘以不同的系数（步骤S22）。之后，执行步骤S10以后的处理。
根据如上所述构成的光接收装置2a，与第一实施方式相比，能够使结构简单，因此能够削减装置的成本。此外，能够将用于接收侧电气设备不完全性补偿的系数乘法部汇总到延迟加法部243-1～243-O，从而能够减少乘法的需要次数。
（第二实施方式的变形例）
光接收装置2a也可以与第一实施方式同样地变为变形例。例如，光接收装置2a可以被构成为在纠错部27的前级进行延迟补偿。例如，如图11所示，光接收装置2a可以被构成为在延迟补偿部28-1～28-O的前级具备自适应均衡部25和频率/相位补偿部26，并且在延迟补偿部28-1～28-O的后级具备自适应均衡部30和频率/相位补偿部31。
（第三实施方式）
如上所述，在第一和第二实施方式中的光接收装置中，使用了被称为延迟加法方式的技术。作为进行波长色散补偿的方式，除了延迟加法方式外，还存在延迟选择方式（例如，参照非专利文献1）。在第三实施方式中，说明了在光接收装置中应用延迟选择方式来代替延迟加法方式的结构。此外，在第三实施方式中，说明了在与第一实施方式同样的系统结构中，波长色散补偿部使用延迟选择方式的技术来代替延迟加法方式的情况。
在延迟选择方式中，是确定多个帧中的负责的频率范围，使非负责区域的系数零化的方式。此时，对来自各个帧的信号进行相加的加法部实际上用作切换器。
图15是示出第三实施方式中的波长色散补偿部24b-1的结构的框图。波长色散补偿部24b-1～24b-O具有相同结构。因此，以波长色散补偿部24b-1为例进行说明。波长色散补偿部24b-1具备块分割部241-1、傅里叶变换部242-1、傅里叶逆变换部244-1、重叠剪切部245-1和延迟选择部246-1。
延迟选择部246-1根据傅里叶变换部242-1输出的频域信号的各频段来选择输出。
图16是示出第三实施方式中的延迟选择部246-1的结构的框图。如图16所示，延迟选择部246-1具备存储部75-1～75-（L-1）、乘法器阵列70-1～70-L和选择部90。延迟选择部246-1是与延迟加法部243-1相同的结构，除了具备选择部90来代替延迟加法部243-1中的加法器80之外。以下，仅说明选择部90。
选择部90按每个频段选择任一级的输出。例如，选择部90以使得从第0频段到第15频段选择第一级（级数60-1）、从第16频段到第31频段选择第二级（级数60-2）等等的方式，按每个频段选择任一级的输出。在延迟选择部246-1中，将级数60-1～60-L中的由选择部90选择的级数乘以规定系数。例如，当由选择部90选择了级数60-1时，将傅里叶变换部242-1输出的块S1（k）乘以系数H1（k）。然后，在未由选择部90选择的级数60-2～60-L中不乘以系数。这样，在延迟选择方式的情况下，关于未被选择部90选择的信号，能够省略乘法。因此，与延迟加法方式相比，能够减少计算量。在此，对由选择部90选择的级数中的块乘以系数后的块相当于系数应用完毕块。
在如上构成的第三实施方式中的光接收装置2中，在与第一和第二实施方式不同的方式中也能够以低功耗进行色散补偿。具体而言，具体地，第三实施方式中的光接收装置2与第一和第二实施方式的不同之处仅在于进行波长色散补偿的方法，而在按每个副载波进行色散补偿这一点上是相同的。由此，能够缩小色散补偿所需的电路规模。进而，能够在使用副载波调制的相干光传输中以低功耗进行色散补偿。
（第三实施方式的变形例）
第三实施方式中的光接收装置2也可以与第一实施方式同样地变为变形例。例如，第三实施方式中的光接收装置2也可以被构成为在纠错部27的前级进行延迟补偿。例如，如图11所示，第三实施方式中的光接收装置2也可以被构成为在延迟补偿部28-1～28-O的前级具备自适应均衡部25和频率/相位补偿部26，并且在延迟补偿部28-1～28-O的后级具备自适应均衡部30和频率/相位补偿部31。
第三实施方式中的光接收装置2也可以与第二实施方式同样，构成为副载波分割部23和多个波长色散补偿部24b-1～24b-O一体化。在这样构成的情况下，第三实施方式中的光接收装置2具备多个延迟选择部246-1～246-O来代替光接收装置2a中的多个延迟加法部243a-1～243a-O即可。
此外，上述实施方式中的光接收装置2、2a进行的处理的一部分（例如，系数乘法部233、延迟加法部243a和延迟选择部246进行的处理）可以由计算机实现。在该情况下，可以将用于实现该功能的程序记录在计算机可读记录介质中并使计算机系统读入并执行该记录介质中记录的程序由此实现。再有，在此所说的“计算机系统”包括OS、外围设备等硬件。
此外，“计算机可读记录介质”是指软盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等可移动介质、内置于计算机系统的硬盘等存储装置。进而，“计算机可读记录介质”还包括如经由因特网等网络或电话线路等通信线路来发送程序的情况下的通信线那样在短时间期间内动态地保持程序的介质、如成为该情况下的服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样在一定时间内保持程序的介质。此外，上述程序既可以为用于实现前述功能的一部分的程序，进而也可以为能够通过与已经记录在计算机系统中的程序的组合来实现前述功能的程序，还可以为使用FPGA（Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列）等可编程逻辑器件来实现的程序。
以上，参照附图详述了本发明的实施方式，但是，具体结构不限于该实施方式，还包括不脱离本发明的主旨的范围内的设计等。
产业上的可利用性
本发明能够适用于采用了副载波调制方式的相干光传输系统。
附图标记的说明
1…光发送装置，2a…光接收装置，21…相干检波部，22…模数变换部，23…副载波分割部，24-1～24-O…波长色散补偿部，25、30…自适应均衡部，26、31…频率/相位补偿部26，27-1～27-O…纠错部，28-1～28-O…延迟补偿部，29…复用器，231…块分割部，232…傅里叶变换部，233…系数乘法部，234…分配部，235-1～235-O…傅里叶逆变换部，236-1～236-O…重叠剪切部，241-1～241-O…块分割部，242-1～242-O…傅里叶变换部，243-1～243-O…延迟加法部，244-1～244-O…傅里叶逆变换部，245-1～245-O…重叠剪切部。

Claims (8)

1.一种光接收装置，其中，具备：
波长色散补偿部，对通过相干检波方式接收在副载波调制方式中调制后的光信号而得到的、按每个副载波分割的接收信号分别进行波长色散补偿；以及
多个延迟补偿部，补偿经波长色散补偿的每个副载波的接收信号的副载波间的延迟。
2.根据权利要求1所述的光接收装置，其中，
具备多个所述波长色散补偿部，
多个波长色散补偿部分别将输入的接收信号以使其与邻接块产生预定长度的重叠的方式划分为一定长度的块并输出，对每个所述块进行傅里叶变换，在时间序列上连续保持多个变换后的所述块，对保持的多个所述块中包括的各个频率分量值应用系数，所述系数是基于与频率位置对应的波长色散补偿量以及与频率位置和时间位置对应的延迟量而确定的，生成按每个频率位置对系数应用完毕的频率分量值进行合计的系数应用完毕块，对生成的所述系数应用完毕块进行傅里叶逆变换，从傅里叶逆变换后的所述系数应用完毕块去除所述重叠的部分。
3.根据权利要求1所述的光接收装置，其中，
具备多个所述波长色散补偿部，
多个波长色散补偿部分别将输入的接收信号以使其与邻接块产生预定长度的重叠的方式划分为一定长度的块并输出，对每个所述块进行傅里叶变换，在时间序列上连续保持多个变换后的所述块，对预定的频率范围内的块乘以系数由此生成系数应用完毕块，对生成的所述系数应用完毕块进行傅里叶逆变换，从傅里叶逆变换后的所述系数应用完毕块去除所述重叠的部分。
4.根据权利要求1所述的光接收装置，其中，还具备：
副载波分割部，按每个副载波分割接收信号，所述接收信号是通过相干检波方式接收在所述副载波调制方式中调制后的光信号而得到的；以及
块大小变换部，对由所述副载波分割部按每个副载波分割后的接收信号的块大小进行变换，
所述波长色散补偿部对块大小变换后的按每个副载波分割的接收信号分别进行所述波长色散补偿。
5.根据权利要求4所述的光接收装置，其中，
所述块大小变换部对按每个副载波分割的接收信号进行傅里叶逆变换，将通过所述傅里叶逆变换而变换成时域信号的接收信号以使其与邻接块产生预定长度的重叠的方式划分为一定长度的块并输出，按每个所述块进行傅里叶变换，由此，变换块大小。
6.根据权利要求1所述的光接收装置，其中，所述波长色散补偿部由以下构成：
副载波分割部，按每个副载波分割接收信号，所述接收信号是通过相干检波方式接收在所述副载波调制方式中调制后的光信号而得到的；以及
多个补偿部，对按每个副载波分割的接收信号分别进行波长色散补偿。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的光接收装置，其中，还具备：
一个以上的自适应均衡部，补偿在光传输路径中在光信号的波形中产生的失真；
一个以上的频率/相位补偿部，对由所述自适应均衡部补偿后的信号补偿频率偏移和相位偏移；以及
一个以上的纠错部，进行由所述自适应均衡部和所述频率/相位补偿部进行了补偿的信号的纠错，
所述多个延迟补偿部被具备在以下位置中的任一个处：所述一个以上的纠错部的后级的位置、所述波长色散补偿部与所述一个以上的自适应均衡部之间的位置、所述一个以上的频率/相位补偿部与所述一个以上的纠错部之间的位置、以及在所述多个延迟补偿部的前后具备的所述一个以上的自适应均衡部和所述一个以上的频率/相位补偿部的组合之间的位置。
8.一种光接收方法，其中，
对通过相干检波方式接收在副载波调制方式中调制后的光信号而得到的、按每个副载波分割的接收信号分别进行波长色散补偿，
补偿经波长色散补偿的每个副载波的接收信号的副载波间的延迟。
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