CN115668762A - 用于自升压推挽式放大器的共模电压控制器 - Google Patents

Abstract

各种具体实施包括用于放大输入信号的系统。在特定具体实施中，一种系统包括：共模电压控制器，该共模电压控制器被配置为接收输入信号并且输出一对经调整的信号；调制器，该调制器响应于该经调整的信号而生成一对脉宽调制(PWM)信号；和自升压推挽式放大器，该自升压推挽式放大器被配置为接收该PWM信号并且生成放大输出，其中该自升压推挽式放大器被配置为生成表示该输入信号的放大版本的差模电压，其中由该共模电压控制器生成的经调整音频信号包括使得该自升压推挽式放大器以降低的共模电压工作的动态调整增益和占空比偏移。

Description

用于自升压推挽式放大器的共模电压控制器

技术领域

本公开大体上涉及自升压放大器功耗降低技术，并且更具体地涉及用于四阶自升压推挽式放大器的共模电压控制器。

背景技术

开关式音频放大器可用于驱动扬声器以用于声音再现。例如，D类放大器是放大部件(例如，晶体管)用作电子开关的放大器，该电子开关在各种电源轨之间快速来回切换以将音频信号编码成脉冲串。一旦经处理以移除高频分量，音频信号就可以输出到扬声器以用于音频声学再现。

存在各种类型的D类放大器，通常都源于各种阶数的基本开关变换器拓扑结构。阶数指定在基本变换器电路内具有能量存储能力的无源元件的数量。二阶拓扑结构的示例是降压变换器、升压变换器和升降压变换器。四阶拓扑结构的示例包括库克变换器、单端初级电感式(SEPIC)变换器和Zeta变换器。通过使用此类变换器并且通过操纵电压脉冲串的占空比对此类变换器进行调整来创建D类放大器。由于晶体管在它们两端具有电压的同时从不传导电流，因此D级放大器提供高转换效率。出现的唯一损耗是由非理想晶体管开关行为和寄生电阻形式的元件非理想性造成的。

发明内容

下文提及的所有示例和特征均可以任何技术上可能的方式组合。

提供了涉及自升压推挽式放大器的系统，并且某些具体实施包括共模电压控制器，该共模电压控制器被配置为接收诸如音频信号的输入信号并且输出一对经调整的信号；调制器，该调制器响应于该经调整的信号生成一对脉宽调制(PWM)信号；自升压推挽式放大器，该自升压推挽式放大器被配置为接收该PWM信号并且生成放大输出，其中该自升压推挽式放大器被配置为生成表示该输入信号的放大版本的差模电压；并且其中由该共模电压控制器生成的该经调整的信号包括动态调整的增益和占空比偏移，该动态调整的增益和占空比偏移使得该自升压推挽式放大器以降低的共模电压工作。

在另外的具体实施中，提供了一种用于自升压推挽式放大器的共模电压控制器。该共模电压控制器根据下述方法处理信号，该方法包括：接收输入信号，诸如音频信号；计算该输入信号的最大占空比；计算该输入信号的最大经调整占空比和占空比偏移；响应于该最大占空比和该最大经调整占空比，动态调整该输入信号的增益以生成增益调整信号；和将该占空比偏移施加于该增益调整信号以生成一对经调整的信号，其中该经调整的信号被配置为降低自升压推挽式放大器的共模电压，同时保持差模电压基本不变。

在一些具体实施中，该输入信号包括脉码调制(PCM)信号，并且该经调整的信号包括经修改的PCM信号。在另外的具体实施中，该输入信号包括模拟信号。

在一些方面，该共模电压控制器包括：系统，该系统评估该输入信号并确定检测到的电平；标准占空比计算器，该标准占空比计算器响应于该检测到的电平、限定的供电电压和限定的最大输出来确定与该输入信号相关联的最大占空比；和经调整占空比计算器，该经调整占空比计算器响应于该检测到的电平、该限定的供电电压、该限定的最大输出和限定的最小相位电压值来确定最大经调整占空比和占空比偏移。

在另外的方面，该共模电压控制器包括增益调整系统，该增益调整系统用于响应于该最大占空比和该最大经调整占空比动态地调整该输入信号的增益，以确保该差模电压保持表示该输入信号。

在某些具体实施中，将该占空比偏移施加于从该增益调整系统输出的增益调整信号，以生成该一对经调整的信号。

在一些方面，根据下述公式来计算该增益调整信号：增益调整信号＝(经调整最大占空比)-0.5/(最大占空比)-0.5。

在一些具体实施中，该自升压推挽式放大器包括两个四阶Zeta变换器半部，从而产生八阶差分放大器。

在其他具体实施中，由该共模电压控制器生成的该经调整的信号还包括动态调整的占空比。

本公开中所述的两个或更多个特征，包括本发明内容部分中所述的那些，可组合以形成在本文未具体描述的具体实施。

一个或多个具体实施的细节在附图和以下描述中论述。其他特征、对象和有益效果在说明书、附图和权利要求书中将是显而易见的。

附图说明

图1示出了根据各种具体实施的放大器系统的框图。

图2示出了根据各种具体实施的包括Zeta放大器的放大器系统的框图。

图3示出了根据各种具体实施的共模电压控制器。

图4示出了根据各种具体实施的用于在没有相位电压最小化的情况下计算最大和最小占空比的公式。

图5示出了根据各种具体实施的用于在存在相位电压最小化和共模占空比偏移的情况下计算最大和最小占空比的公式。

图6示出了根据各种具体实施的未校正和经校正的响应的曲线图。

图7示出了根据各种具体实施的示出不同电平检测器Av响应的效果的曲线图。

图8示出了根据各种具体实施的示出存在和不存在共模调整的情况下的峰值检测器波形和相关联的单端信号输出和差分信号输出的曲线图。

需注意，各种具体实施的附图未必按比例绘制。附图仅旨在示出本公开的典型方面，因此不应视为限制具体实施的范围。在附图中，类似的编号表示附图之间类似的元件。

具体实施方式

各种具体实施描述了一种放大器系统，该放大器系统包括自升压推挽式放大器和共模电压控制器，该共模电压控制器使自升压推挽式放大器以降低的共模电压工作。应注意，虽然本文描述的各种具体实施涉及放大音频信号，但解决方案同样可以适用于其他类型的信号，例如，电机控制信号、功率逆变器信号、其他控制信号等。

可以通过采用基本变换器并且将其放置在电源和负载之间来形成开关放大器。放大是调制占空比的动作，诸如以一致性方式使输出电压随时间改变，但以更高的电压和/或电流进入负载。占空比的时间变化以及由此产生的输出信号的时间变化由输入信号确定。对于音频放大器，该输入信号是音频波形。通常，放大器的目标是将输入信号的电压和/或电流幅度增加到输出电压和/或电流幅度，在理想情况下，该幅度通过常数因子(也称为增益)升高。

由于电源电压电平在可用输出功率中受到限制，并且由于出于元件可靠性考虑，元件工作电压和电流必须受到限制，因此使用电路组合技术来使增益增加至超过仅利用一个基本变换器拓扑结构电路能够实现的水平。当需要更高的输出电压时，一种常见方法是使用两个基本变换器，并且将负载放置在这两个块的输出之间。考虑到占空比，每个电路的输入信号相同，但相位相反。这通常被称为推挽式或双相位配置。也可以使用多于两个块，从而产生三相、四相和更高相变换器以及适当相移的输入信号。在不增加基本电路的元件应力的情况下，输出电压能力增加。

当需要电流放大时，使用基本变换器块的并行配置，并且使输入信号保持同相。因此，在不改变基本电路内的应力的情况下，输出电流能力增加。可将组合技术用于放大器的更高电压和/或电流驱动能力。当将变换器用于能量存储能力时，例如，二阶升压变换器或具有相关联升压能力的更高阶变换器(诸如四阶库克变换器或Zeta变换器)，这些组合技术可能仍然不足以防止变换器内部的过大元件应力。添加更多的基本电路和/或使用功能更强大的元件在经济方面可能不可行。

电子元件的故障率通常是这些元件上的热应力，以及这些元件上的峰值电压应力和通过这些元件的电流应力的重要函数。元件对于这些应力的暴露时间也是元件故障率的重要因素。对于音频放大器，待放大的信号是音频信号，并且该音频信号的信号幅度可以随时间推移而变化很大。当归一化为某个最大电平(例如，1)并相互比较时，音频信号在长持续时间内具有低平均电平，例如，几分钟长的整个音轨通常包括一毫秒(ms)到一百毫秒范围内的偶发性时间上重复的高峰值。音频平均电压电平与峰值电压电平的比值称为波峰因子，并且通常以分贝(dB)表示。大量音频信号样本已表明波峰因子通常在10dB与20dB之间变化。当在音频文件本身的1ms至100ms范围内的短时间窗口内将这些音频文件的波峰因子进行比较时，观察到更大的波峰因子范围，通常在3dB与24dB之间。观察到的中位的波峰因子位于中间，例如，约15dB，而外围的更高和更低的波峰因子在统计上要少得多。

因此，在统计上，放大器在其输出的峰值电压处花费极少时间。元件仅在最大回放音量下在典型音频文件的持续时间内很少地受到应力。此外，可以推断出，在升压放大器电路拓扑结构中，仅仅很少地需要升压或高供电电压。在需要低输出电压的时间内，可以暂时降低供电电压，从而更多地减少放大器元件上的应力。过去已提供了利用此特征的解决方案。示例是电源的组合，无论是否升压，都可以基于由音频信号驱动的需要而改变其输出电平。电源可以逐步方式调整，通常称之为G类放大器，或者以连续可变方式调整，通常称之为H类放大器。此类拓扑结构的许多变型已随时间示出。它们通常都涉及需要一些时间偏移，以使电源斜升和斜降，为需要在负载中产生的信号峰值作准备。

在自升压推挽式放大器中，诸如Terwal等人的美国专利申请公开US2020/0021256“Self-Boosting Amplifier”和

的美国专利4,186,437“Push Pull Switching PowerAmplifier”中所描述的，这两者均以引用方式并入本文，电压和电流升高功能是放大器电路拓扑结构的必需功能，并且与电源放大器级联布置相比是无法分离的。这种类型的放大器可以瞬时产生非常高的输出电压。实际上，基本Zeta变换器的输出电压可以高于和低于电源电压。对于升降压变换器、库克变换器或SEPIC变换器而言，也是如此，但输出极性相对于地端与电源相反。

同时，元件两端的内部电压以及通过元件的电流在高占空比水平下可变得非常高，例如，到负载的高峰值输出电压和电流。因此，元件在放大器信号的这些峰值输出处受到应力。例如，在Zeta放大器中，还观察到，即使差分电压输出非常低(大约几毫伏或甚至零伏特)，正输出和负输出上的空载共模输出电压也大致处于电池电平。

本文提供的具体实施以动态方式降低了此共模电压，从而减少了自升压推挽式放大器(诸如Zeta)功率级的内部元件上的应力和损耗。根据音频输入信号，操纵Zeta推挽式放大器的正侧和负侧内的开关占空比，使得产生所需的差分输出，同时放大器的共模电平刚好足够高以支持所需的差分输出。当需要更多差分输出时，正侧和负侧的共模电压同时动态地增加以支持所需的差分信号。因此，放大器功率级内部的应力和热损耗可以保持在最小值。

由于音频信号在统计上更可能处于低输出电平，并且仅偶尔突发至更高峰值电平，因此可以基于平均功率损耗和热考虑因素来减小放大器大小。同时，降低放大器功率级中的内部电压和电流应力能够实现更可靠的设计。

各种具体实施包括通过降低输出共模电压来降低MOSFET漏源峰值电压和漏源电流，从而减少MOSFET热传导和MOSFET开关损耗。通过以不影响目标差分输出电压的方式调整占空比控制规则，同时将共模输出电压降低至最大可能程度来降低共模电压。该调整是基于当前的瞬时音频输入电压和瞬时电池电压的实时调整。每个开关周期可以进行重新调整，从而以最大限度地利用整个放大器的潜在功率损耗减少。调整以如下这样的方式完成：不需要输入音频延迟即可允许功率放大器自行稳定，为输出高峰值电压作准备，如通常G类和H类的设计所需要的。

图1示出了例示性放大器系统，该放大器系统包括共模电压控制器100、调制器(Mod)106和自升压推挽式放大器108。共模电压控制器100的具体实施包括增益调整系统102以及标准和经调整占空比计算器104，它们被配置为处理输入的音频信号112并输出一对经调整的音频信号114。经调整的音频信号114可以例如包括脉宽调制的音频信号、脉码调制(PCM)信号、脉冲密度调制(PDM)信号或模拟信号。该一对经调整的音频信号114被馈送到调制器106中，诸如AD调制器、BD调制器或任何其他类似类型的调制器。调制器106响应于经调整的音频信号114生成一对脉宽调制(PWM)信号116。PWM信号116被馈送到自升压推挽式放大器108中，该自升压推挽式放大器包括一组变换器110，该一组变换器被配置为生成到声换能器118(诸如扬声器)的经放大的音频输出。自升压推挽式放大器108生成表示音频信号112的放大版本的差模电压。由共模电压控制器100生成的经调整的音频信号114包括动态调整的增益和占空比偏移，该动态调整的增益和占空比偏移使自升压推挽式放大器108以降低的共模电压工作。

标准占空比计算器(在104中)响应于检测到的音频电平Av、限定的供电电压和限定的最大输出来确定与音频信号112相关联的最大占空比。经调整占空比计算器(在104中)响应于检测到的音频电平Av、限定的供电电压、限定的最大输出和限定的最小相位电压值来确定最大经调整占空比和占空比偏移。然后，增益调整系统102响应于所计算的最大占空比和所计算的最大经调整占空比来动态地调整音频信号112的增益，以确保差模电压保持表示音频信号112。将所计算的占空比偏移施加于从增益调整系统102输出的增益调整信号，以生成一对经调整的音频信号114。

图2示出了一个例示性具体实施，其中Zeta放大器200用作自升压推挽式放大器，并且包括两级202、204。类似于图1的实施方案，输入音频信号212被馈送到共模电压(CMV)控制器/调制器214中，该CMV控制器/调制器将一对经调整的信号输出到Zeta放大器200，然后该Zeta放大器将放大信号输出到声换能器230。每个级202、204包括在级202中标记的一组MOSFET和电力存储元件(例如，220、222)。通过形成推挽式布置结构，固有地产生输出节点电压A和B上的差模电压和共模电压的组合。当存在时，差分电压V(A)-V(B)是被施加到声换能器230的放大音频信号。共模电压(V(A)+V(B))/2是在假设相对于由Zeta变换器的开关占空比所控制的电池输入的电压电平的情况下的输出的结果。

图3示出了共模电压控制器300和调制器320的详细框图，它们被配置为调整在Zeta(或其他自升压推挽式)放大器控制块内生成的各个MOSFET控制占空比。在该示例中，音频信号312以数字脉码调制(PCM)形式输入到共模电压控制器300。然而，应理解，模拟具体实施同样可以实现。此外，应理解，图3中所示的示例表示用于动态地调整增益以使自升压推挽式放大器以降低的共模电压工作的一种可能的具体实施。

如图所示，输入的音频312由包络检测器302处理以生成音频电平(Av)，该音频电平被馈送到两个不同的参数计算器中，即标准占空比计算器304和经调整占空比计算器306。应注意，包络检测器302是检测音频电平的一个示例，并且可以使用其他方法(例如，实现多项式传递函数的电路)。此外，PCM信号通过任选的延迟缓冲器308并且通过增益调整系统310，该增益调整系统基于计算器输出生成指示占空比的信号。标准占空比计算器304计算实现最大所需差分输出电压所需和允许的最大占空比，而不考虑共模移位放大器输出相位(Dmax)。它还产生对称的最小输出占空比Dmin。这些占空比Dmin、Dmax也用作功率变换器的最大允许占空比。

标准占空比计算器304将电池电压Vbatt以及最大目标差分输出电压Voutmax与检测到的瞬时峰值输入音频电平Av结合考虑。当在相同的输出电平下降低电池电量时，需要更多的升压来产生相同的输出电平。由于在给定输出电平下，恒定平均能量被递送到负载，输入将相同量的能量带入功率变换器，从而忽略了转换过程中的低效率。当电池电压降低时，电流必须升高以保持恒定能量流。共模电压控制器300需要保护过多的元件电流，尤其是对于MOSFET。与传统的降压衍生的D类放大器不同，高占空比可以产生可能导致损坏MOSFET的高MOSFET漏源电压以及漏源电流。当发生此类状况时，可以包括控制规则以降低最大占空比。当电池电压增加时，元件电流将减小。然而，MOSFET两端的峰值电压同时增加。当发生此类状况时，可以包括控制规则以降低最大占空比。Dmax和Dmin如图4所示来计算。

经调整占空比计算器306计算调整参数Dmax和Dmin所需的控制参数修改以调整输出的共模电压。D’max是共模调整修改之后所需的经调整的最大占空比。D’min是经调整的最小占空比。Dmin和Dmax通常在D＝0.50附近是对称的，而D’min和D’max不对称。图5示出了执行的计算。经调整占空比计算器306最终给出两个变量，需要从D中减去的占空比偏移D’cm以及D’max和D’min(D’max和D’min通过关系D’min＝1-D’max彼此相关)，以计算对将要施加共模偏移的音频信号312的增益校正。反相器316与求和元件314和318一起实现减法操作。该增益校正是由增益调整系统310施加的。

由于当平均工作点沿增益-占空比曲线移动时，增益会发生变化，因此该增益校正是必要的。换句话说，如果共模移位到新工作点，则必须调整增益以确保放大器的差分输出不发生变化。所得的经调整信号(在该示例中，PCM信号)输出到调制器320，在这种情况下，为AD数字调制器。将具有校正增益的一个PCM信号施加于第一调制器322，在此将其与数字生成的三角形波进行比较。该比较决定了每个所施加的音频样本所需的占空比，因此可以将其视为占空比命令。调制器324的另一半采用第二经调整PCM音频信号。考虑到比较器的配置方式，将占空比偏移添加到音频占空比命令中，从而有效地降低了占空比，分别如未修改信号和经修改信号326和328中所示。

差分增益导致以下经校正传递函数(忽略寄生损耗)：

这可以与未校正传递函数进行比较，其如下给出：

图6示出了在单个曲线图中描绘未校正602(Vodm)和经调整604(Vodmadj)大信号响应与占空比的示例的图示。功率级的增益随共模降低而降低，如曲线604相比于曲线602斜率减小所示。然而，通过输入信号增益调整而占空比范围增加，输出保持在曲线604中。曲线602、604的加厚区段V’odm和V’odmadj示出了由曲线602的Dmax和Dmin以及曲线604的D’max和D’min设定的范围，即，在施加共模调整和输入信号增益调整之后。

图7示出了例示不同电平检测器Av响应随时间推移的效果的图示。当动态地改变共模电压控制器的输入参数时，音频放大器的共模电平在很大程度上是由Av和电池电压控制的。在图7中，示出了快速和慢速的包封检测器版本。波形702是快速检测器并且表示输入音频703的几乎全波整流，并且701是简单地传送音频峰值电平的慢速检测器。当将音频的全波整流版本702用作Av时，输出相位波形由波形707和709表示。将这些与由波形704和705示出的非共模经调整的输出相位电压进行比较。根据放大器的差分输出极性，输出电压几乎由一个相位或另一相位驱动。这是放大器输出的类似单端的行为，而不是对称的推挽。每个相位上的绝对电压是最小值。当使用慢速检测器701时，输出相位以更对称的推挽方式表现，并同时降低了绝对相位电压。曲线706和708示出了慢速响应输出形式。然而，尤其是在接近零的音频中，电压没有像快速检测器那样以最佳方式最小化。当然，可以选择这两个极端值之间的任何速度以提供所示两者之间的结果。

应注意，虽然更快的Av将最大限度地节省功率，但支持Av的全音频带宽转换为可能导致一些实际问题的共模电平的变化率。一个示例是将Zeta放大器输出电容器中潜在的高电流引入到地端。另一个示例是当共模电压分量被非常快速地调制时，对来自输出线的RF发射的关注。因此，在一些具体实施中，可能希望限制Av的带宽以满足系统的需求和能力。例如，一种解决方案是缓慢平滑地改变Av以实现更好的EMC性能。

图8示出了例示相对于输入信号802未平滑变化的峰值检测器波形801的示例的图示。共模移位相位电压804显示出不连续性，导致信号中的谐波含量更高，而非移位版本803没有这种情况。尽管这些共模不连续性存在，但在理想情况下，差分输出805和806未显示出不连续性。

在这些示例中，使用峰值检测器将音频电平Av输入设置为计算器304、306(图3)。在一些具体实施中，可以利用除峰值检测器以外的方法并且提供不同的传递函数。例如，可以利用由多项式构成的传递函数来操纵音频电平输入，该多项式将某一音频输入与某一Av输出相关联。在此类方法中，然后可以根据需要对相位电压响应进行整形。与使用峰值检测器相比，使用此类方法的潜在有益效果可以减少计算开销。其他传递函数也同样可能实现最小化相位电压并且从而最小化MOSFET损耗的相同目标。

图8中图示所例示的系统的方法的一个有益效果在于不添加过多的时延，从而允许在低时延音频系统中使用Zeta放大器。采用外部升压电源和降压衍生的D类放大器进行设计的放大器通常需要音频前瞻延迟，以便允许电源斜升至所需水平。此可能为毫秒级的延迟引入大量时延。在需要降噪或包括视频系统的音频系统中，此延迟可能成为问题。

显而易见的是，共模电压控制器的具体实施可以大幅降低相位电压，从而降低损耗。例如，某些具体实施可以很容易地将平均相位电压从12V降低至5V甚至更多，从而节省大量功率。此外，在音频文件在统计上花费大部分时间的情况下，降低输出相位共模电压可以在更低输出电平下提高效率。因此，共模调整技术的具体实施通过大幅延长播放时间以及在相对更低的工作温度下运行放大器，为使用电池运行的应用提供了巨大的有益效果。

应当理解，放大器系统的一个或多个功能可被实现为硬件和/或软件，并且各种部件可包括通过任何常规方式(例如，硬连线和/或无线连接)连接部件的通信路径。例如，一个或多个非易失性设备(例如，诸如闪存存储器设备的集中式或分布式设备)可存储和/或执行用于一个或多个所述设备的程序、算法和/或参数。另外，本文所述的功能或其部分，以及其各种修改(下文称为“功能”)可至少部分地经由计算机程序产品实现，例如在信息载体中有形实施的计算机程序，诸如一个或多个非暂态机器可读介质，用于执行，或控制一个或多个数据处理装置，例如可编程处理器、计算机、多个计算机和/或可编程逻辑部件的操作。

计算机程序可以任何形式的编程语言被写入，包括编译或解释语言，并且它可以任何形式部署，包括作为独立程序或作为模块、部件、子例程或适于用在计算环境中的其他单元。计算机程序可被部署在一个计算机上或在一个站点或多个站点分布以及通过网络互联的多个计算机上执行。

与实现全部或部分功能相关联的动作可由执行一个或多个计算机程序的一个或多个可编程处理器执行，以执行功能。功能的全部或部分可被实现为专用目的逻辑电路，例如FPGA(现场可编程门阵列)和/或ASIC(专用集成电路)。适用于执行计算机程序的处理器例如包括通用微处理器和专用微处理器两者，以及任何类型的数字计算机的任何一个或多个处理器。一般来讲，处理器可接收来自只读存储器或随机存取存储器或两者的指令和数据。计算机的部件包括用于执行指令的处理器和用于存储指令和数据的一个或多个存储器设备。

在各种具体实施中，被描述为“耦接”的电子部件可以经由常规的硬连线和/或无线装置链接，使得这些电子部件可以彼此传送数据。另外，给定部件内的子部件可被认为是经由常规路径链接的，这可能不一定被示出。

已描述了多个具体实施。然而，应当理解，在不脱离本文所述发明构思的范围的情况下，可进行附加修改，并且因此，其他具体实施在以下权利要求书的范围内。

Claims (20)

1.一种放大器系统，包括：

共模电压控制器，所述共模电压控制器被配置为接收输入信号并且输出一对经调整的信号；

调制器，所述调制器响应于所述经调整的信号而生成一对脉宽调制PWM信号；和

自升压推挽式放大器，所述自升压推挽式放大器被配置为接收所述PWM信号并且生成放大输出，其中所述自升压推挽式放大器被配置为生成表示所述输入信号的放大版本的差模电压，

其中由所述共模电压控制器生成的所述经调整的信号包括动态调整的增益和占空比偏移，所述动态调整的增益和占空比偏移使得所述自升压推挽式放大器以降低的共模电压工作。

2.根据权利要求1所述的放大器系统，其中所述输入信号包括脉码调制(PCM)信号。

3.根据权利要求1所述的放大器系统，其中所述输入信号包括模拟信号。

4.根据权利要求1所述的放大器系统，其中所述共模电压控制器包括：

系统，所述系统评估所述输入信号并确定检测到的电平；

标准占空比计算器，所述标准占空比计算器响应于所述检测到的电平、限定的供电电压和限定的最大输出来确定与所述输入信号相关联的最大占空比；和

经调整占空比计算器，所述经调整占空比计算器响应于所述检测到的电平、所述限定的供电电压、所述限定的最大输出和限定的最小相位电压值来确定最大经调整占空比和占空比偏移。

5.根据权利要求4所述的放大器系统，其中所述共模电压控制器还包括增益调整系统，所述增益调整系统用于响应于所述最大占空比和所述最大经调整占空比来动态地调整所述输入信号的增益，以确保所述差模电压保持表示所述输入信号。

6.根据权利要求5所述的放大器系统，其中将所述占空比偏移施加于从所述增益调整系统输出的增益调整信号，以生成一对经调整的音频信号。

7.根据权利要求6所述的放大器系统，其中所述增益调整信号根据下述公式来计算：

增益调整信号＝(经调整最大占空比)-0.5/(最大占空比)-0.5。

8.根据权利要求1所述的放大器系统，其中所述自升压推挽式放大器包括两个四阶Zeta变换器半部，从而产生八阶差分放大器。

9.根据权利要求1所述的放大器系统，其中由所述共模电压控制器生成的所述经调整的音频信号还包括动态调整的占空比。

10.根据权利要求1所述的放大器系统，其中所述输入信号包括音频信号、电机控制信号或功率逆变器信号中的一者。

11.一种用于自升压推挽式放大器的共模电压控制器，其中所述共模电压控制器根据下述方法处理信号，所述方法包括：

接收输入信号；

基于所述输入信号计算最大占空比；

基于所述输入信号计算最大经调整占空比和占空比偏移；

响应于所述最大占空比和所述最大经调整占空比，动态调整所述输入信号的增益以生成增益调整信号；以及

将所述占空比偏移施加于所述增益调整信号以生成一对经调整的信号，其中所述经调整的信号被配置为降低自升压推挽式放大器的共模电压，同时保持差模电压基本不变。

12.根据权利要求11所述的共模电压控制器，其中所述输入信号包括模拟信号或脉码调制(PCM)信号中的一者。

13.根据权利要求11所述的共模电压控制器，其中所述共模电压控制器被进一步配置为处理所述输入信号以确定检测到的电平。

14.根据权利要求13所述的共模电压控制器，其中所述共模电压控制器被进一步配置为：处理所述检测到的电平、限定的供电电压和限定的最大输出以计算所述最大占空比。

15.根据权利要求13所述的共模电压控制器，其中所述共模电压控制器被进一步配置为：处理所述检测到的电平、限定的供电电压、限定的最大输出和限定的最小相位电压值以计算所述最大经调整占空比和所述占空比偏移。

16.根据权利要求13所述的共模电压控制器，其中所述检测到的电平是用包络检测器或实现多项式传递函数的电路来检测的。

17.根据权利要求11所述的共模电压控制器，其中所述共模电压控制器被进一步配置为响应于所述经调整的信号使用调制器生成一对脉宽调制PWM信号。

18.根据权利要求17所述的共模电压控制器，其中所述共模电压控制器被进一步配置为将所述PWM信号输入到所述自升压推挽式放大器的功率转换级中。

19.根据权利要求11所述的共模电压控制器，其中所述增益调整信号根据下述公式来计算：

增益调整信号＝(经调整最大占空比)-0.5/(最大占空比)-0.5。

20.根据权利要求11所述的共模电压控制器，其中所述一对经调整的信号由调制器处理。

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