CN115664395B

CN115664395B - 用于Boost变换器的高精度比较器以及Boost变换器

Info

Publication number: CN115664395B
Application number: CN202211327084.0A
Authority: CN
Inventors: 尹广东
Original assignee: Shenzhen Times Innovation Technology Co Ltd
Current assignee: Shenzhen Times Innovation Technology Co Ltd
Priority date: 2022-10-27
Filing date: 2022-10-27
Publication date: 2023-11-10
Anticipated expiration: 2042-10-27
Also published as: CN115664395A

Abstract

本发明公开了一种用于Boost变换器的高精度比较器以及Boost变换器。所述用于Boost变换器的高精度比较器包括：第一NMOS管MN1、第二NMOS关MN2、第三NMOS管MN3、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6和反相器U1。该高精度比较器分别接收两个输入信号V₁、V₂，输出比较结果P_out。本发明的用于Boost变换器的高精度比较器，可以提高输出精度，改善误判率。

Description

用于Boost变换器的高精度比较器以及Boost变换器

技术领域

本发明涉及比较器领域，特别涉及一种用于Boost变换器的高精度比较器。

背景技术

燃料电池、光伏电池或蓄电池等可再生能源发电单元的端电压较低且变化范围较宽。因此，分布式可再生能源并网发电系统普遍采用直流升压变换器级联电压型逆变器的两级式结构。目前，非隔离并网逆变器的漏电流抑制策略日益成熟，电气安全问题已经得到完美解决。而且，相较于隔离型变换器，非隔离型变换器具有体积小、成本低、损耗小的优点。因此，采用非隔离型升压变换器作为可再生能源接口更具有优势。

Boost变换器是应用最为广泛的非隔离型升压变换器。目前Boost变换器多采用比较器，用于实现两个电流或电压比较。但现有技术中比较器结构复杂，尺寸大，成本高，同时主要针对幅值差异较大的电流或电压信号，当两个电流或电压信号幅值差异较小或接近时，比较器无法正确识别，误判率较高。

发明内容

鉴于上述问题，提出了本发明，用于提供一种用于Boost变换器的高精度比较器，提高输出精度，改善误判率。同时，该高精度比较器结构简单，仅采用六个MOS管就能够实现比较功能，尺寸小，成本低，稳定性高。

在本发明的一个实施例中，提供了一种用于Boost变换器的高精度比较器，包括：第一NMOS管MN1、第二NMOS关MN2的栅极分别接收两个输入信号V₁、V₂；第一NMOS管MN1的漏极连接第一PMOS管MP1的漏极，第二NMOS关MN2的漏极连接第二PMOS管MP2的漏极，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2的源极连接电源电压VDD，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2的栅极相连接，接收反相使能信号CLKN；第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2的源极与第三NMOS管MN3的漏极连接，第三NMOS管MN3的源极接地，第三NMOS管MN3的栅极接收反相使能信号CLKN；

第三PMOS管MP3的源极、第四PMOS管MP4的源极连接电源电压VDD，第三PMOS管MP3的漏极连接第五PMOS管MP5的源极，第三PMOS管MP3的栅极连接反相器U1的输入端、第五NMOS管MN5的栅极、第六PMOS管MP6的漏极、第六NMOS管MN6的漏极、第七NMOS管MN7的漏极；第五PMOS管MP5的栅极连接第一NMOS管MN1的漏极，第五PMOS管MP5的漏极连接第五NMOS管MN5的漏极、第四PMOS管MP4的栅极、第六NMOS管MN6的栅极；第五NMOS管MN5的源极、第六NMOS管MN6的源极、第七NMOS管MN7的源极接地；第四PMOS管MP4的漏极连接第六PMOS管MP6的源极，第七NMOS管MN7的栅极接收使能信号CLK；反相器U1的输出端输出比较结果P_out。

进一步的，该高精度比较器在开始工作后分为两个模态：初始模态和工作模态。

进一步的，该初始模态包括：使能信号CLK为高电平，反相使能信号CLKN为低电平，第三NMOS管MN3关断，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2导通，第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6关断，第七NMOS管MN7导通，反相器U1的输入端接地，经反相后输出高电平。

进一步的，该工作模态包括：使能信号CLK为低电平，反相使能信号CLKN为高电平，第三NMOS管MN3导通，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2关断，第七NMOS管MN7关断；当V₁大于V₂时，第五PMOS管MP5导通，第四PMOS管MP4被关断，第六NMOS管MN6被导通，最终经反相后，在反相器U1的输出端产生高电平。

进一步的，该工作模态还包括：当V₁小于V₂时，在反相器U1的输入端产生高电平，经反相后，在反相器U1的输出端产生低电平。

本发明的有益技术效果是：

本发明提供了一种用于Boost变换器的高精度比较器，提高输出精度，改善误判率。同时，该高精度比较器结构简单，仅采用六个MOS管就能够实现比较功能，尺寸小，成本低，稳定性高。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为高精度比较器的电路结构示意图；

图2为高增益低损耗的Boost变换器的电路结构示意图；

图3(a)-图3(e)为Boost变换器在一个开关周期内的5种工作模态等效图；

图4为积分器的电路结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

图1为本发明实施例提供的一种高精度比较器的电路结构示意图。

如图1所示，该高精度比较器包括：第一NMOS管MN1、第二NMOS关MN2的栅极分别接收两个输入信号V₁、V₂；第一NMOS管MN1的漏极连接第一PMOS管MP1的漏极，第二NMOS关MN2的漏极连接第二PMOS管MP2的漏极，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2的源极连接电源电压VDD，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2的栅极相连接，接收反相使能信号CLKN；第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2的源极与第三NMOS管MN3的漏极连接，第三NMOS管MN3的源极接地，第三NMOS管MN3的栅极接收反相使能信号CLKN。

在本发明该实施例中，该高精度比较器对两个输入信号V₁、V₂进行比较，输出比较结果P_out，实现比较功能。

该高精度比较器在开始工作后可以分为两个模态：

初始模态：使能信号CLK为高电平，反相使能信号CLKN为低电平，第三NMOS管MN3关断，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2导通，第一NMOS管MN1的漏极电压、第二NMOS管MN2的漏极电压为电源电压VDD，控制第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6关断，第七NMOS管MN7导通，反相器U1的输入端接地，经反相后输出高电平。

工作模态：使能信号CLK为低电平，反相使能信号CLKN为高电平，第三NMOS管MN3导通，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2关断，第七NMOS管MN7关断，第一NMOS管的漏极电压、第二NMOS管的漏极电压进行放电。当V₁大于V₂时，第一NMOS管MN1的漏极电压会先下降到VDD-Vth，使第五PMOS管MP5导通，对第五PMOS管MP5的漏极进行充电，当第五PMOS管MP5的漏极电压达到VDD-Vth时，第四PMOS管MP4被关断，此时第六NMOS管MN6被导通，最终经反相后，在反相器U1的输出端产生高电平；同理，当V₁小于V₂时，在反相器U1的输入端产生高电平，经反相后，在反相器U1的输出端产生低电平。

该高精度比较器设置第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2对两个输入信号V₁、V₂进行转换，通过第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2的大幅值的放电电流，指示两个输入信号V₁、V₂的差异，提高了比较器的输出精度，改善了比较器的误判率。同时，该高精度比较器结构简单，仅采用六个MOS管就能够实现比较功能，尺寸小，成本低，稳定性高。

在本发明的另一个实施例中，该高精度比较器用于高增益低损耗的Boost变换器。

图2为本发明实施例提供的一种高增益低损耗的Boost变换器的电路结构示意图。如图1所示，所述Boost变换器包括直流电源V_i、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电感L₁、第二电感L₂、开关管S、第一电容C₁、输出电容C_o、负载R。

直流电源V_i的正极连接第一二极管D₁的阳极，第一二极管D₁的阴极连接第一电感L₁的第一端，第一电感L₁的第二端分别连接开关管S的漏极、第一电容C₁的第一端、第二电感L₂的第一端；第二电感L₂的第二端连接第二二极管D₂的阳极，第二二极管D₂的阴极分别连接输出电容C_o的第一端、负载R的第一端；负载R的第二端、输出电容C_o的第二端、第一电容C₁的第二端、开关管S的源极、直流电源V_i的负极共同连接。

开关管S的栅极接收PWM控制信号，实现开关管S的通断控制。

在此实施例中，开关管S为自带反向并联二极管的金氧半场效晶体管(MOSFET)。

下面对图2所示Boost变换器的工作过程进行说明。

所述Boost变换器工作进入稳态后，一个开关周期内可分为5种模态；除考虑开关管的反并联二极管D_s外，忽略开关管的其他寄生参数；储能元件以及二极管均为理想器件；直流电源V_i负端为零电位参考点，直流负载R为纯阻性。各模态的等效电路分别如图3(a)～图3(e)所示。

分述如下：

工作模态1[t₀-t₁](等效电路如图3(a)所示)：

在t0时刻，第一电容C₁两端电压为零，开关管S的反并联二极管D_s导通，第二电感L₂对输出电容C_o放电，第二电感L₂、第二二极管D₂、输出电容C_o、反并联二极管D_s形成电流回路；同时由于反并联二极管D_s导通，开关管S零电压导通，第一电感L₁承受正向电压，第一电感电流i_L1线性上升，直流电源V_i、第一二极管D₁、第一电感L₁、开关管S形成电流回路。

此时，有：

式中，V_out为输出电压。

工作模态2[t₁-t₂](等效电路如图3(b)所示)：

在t₁时刻，第二电感电流i_L2下降为零，因此第二二极管D₂零电流关断，工作模态2开始。同时，开关管S继续导通，对第一电感L₁充电，直流电源V_i、第一二极管D₁、第一电感L₁、开关管S形成电流回路。

工作模态3[t₂-t₃](等效电路如图3(c)所示)：

在t₂时刻，开关管S零电压关断，此时第一电感电流i_L1上升到最大，第一电感L₁对第一电容C₁进行放电，第一电感电流i_L1开始下降，第一电容电压V_C1开始升高，直流电源V_i、第一二极管D₁、第一电感L₁、第一电容C₁形成电流回路。因此，可以得到：

V_c1(t)＝V_iDTω₁ sin[ω₁(t-t₂)]-V_icos[ω₁(t-t₂)]+V_i

其中，D为占空比，T为开关周期，ω₁为第一电感L₁和第一电容C₁之间的共振频率。

工作模态4[t₃-t₄](等效电路如图3(d)所示)：

在t₃时刻，电容电压V_C1上升到输出电压，第二二极管D₂开始导通，第一电容C₁同时对第二电感L₂、输出电容C_o放电，第一电容C₁、第二电感L₂、输出电容C_o、第二二极管D₂之间形成电流回路。在本发明实施例中，设置第二电感L₂远大于第一电感L₁，因此第一电容C₁对第二电感L₂、输出电容C_o的放电，对电容电压V_C1影响忽略不计。

工作模态5[t₄-t₅](等效电路如图3(e)所示)：

在t₄时刻，第一电感电流i_L1下降到零，第一电容电压V_C1达到最大，因此第一二极管D₁零电流关断。在此模态中，仅第一电容C₁、第二电感L₂、输出电容C_o、第二二极管D₂之间形成电流回路。第一电容电压V_c1电压下降，对第二电感L₂和输出电容C_o放电。当该模态结束时，第一电容电压V_C1电压下降到零，进入下一个开关周期。在此模态中，有：

其中，ω₂为第二电感L₂和第一电容C₁之间的共振频率。

对上述5个工作模态进行分析，在工作模态5初始时刻，第一电容电压V_C1达到最大，而后进行放电，为了使工作模态5结束时刻，第一电容电压V_C1电压下降到零，必须保证t₄时刻时，第一电容电压V_C1不小于2V_out，进而可以得到：

V_c1(t₄)＝V_iDTω₁ sin[ω₁(t₄-t₂)]-V_icos[ω₁(t₄-t₂)]+V_i≥2V_out

又由于进而/>因此第一电容电压V_C1可以化简为：

V_i(DTω₁+1)≥2V_out

即，该Boost变换器的电压增益G为：

因此，在本实施例中，通过调整占空比D、开关周期T的参数，就可以获得高增益。同时本实施例还采用软开关技术，降低开关损耗，简化电路结构和控制系统。

进一步的，在本发明的另一个实施例中，该Boost变换器还包括控制电路，用于实现开关管S的控制。该实施例可以通过调整开关周期T，获得高增益；同时还实现了开关管S的软开关，降低开关损耗。

该控制电路包括积分器、电压比较器、电压过零比较器和RS触发器。积分器的反相输入端连接第一电感电流参考值i_ref，同相输入端连接第一电感电流i_L1，积分器的输出端连接电压比较器的反相输入端，电压比较器的同相输入端连接斜坡电压Vramp，电压比较器的输出端连接RS触发器的复位端；电压过零比较器的反相输入端接地，同相输入端连接第一电容电压V_C1，电压过零比较器的输出端连接RS触发器的置位端，RS触发器的输出端产生PWM控制信号，输入到开关管S的栅极。

电压过零比较器将第一电容电压V_C1与零电压进行比较，产生电压过零信号，输入到RS触发器控制开关管S零电压导通；积分器根据第一电感电流参考值i_ref和第一电感电流i_L1的差值，产生积分信号，与斜坡电压Vramp进行比较，通过RS触发器的复位端控制开关管S关断，实现Boost变换器的电感电流控制。

进一步的，积分器包括电流误差放大器和电容C₂。

进一步的，在本发明的另一个实施例中，电压比较器、电压过零比较器都采用高精度比较器。

在本发明的另一个实施例中，该Boost变换器还包括积分器。

如图4所示，该积分器包括：电流产生模块、误差转换模块和积分模块。其中电流产生模块作为电流源，通过电流镜技术为误差转换模块提供工作电流。误差转换模块的两个输入端分别接收输入信号V₃、V₄，对输入信号V₃、V₄的差值进行转换，在其输出端产生误差电压E_i。积分模块的输入端接收误差电压E_i，对其进行放大积分，在其输出端产生积分信号E_o。

电流产生模块包括：第三电阻R3、第四电阻R4、第七PMOS管MP7、第九PMOS管MP9、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9。

其中，第三电阻R3的第一端连接第七PMOS管MP7的源极和电源电压VDD；第三电阻R3的第二端连接第八NMOS管MN8的栅极、第九NMOS管MN9的漏极；第九NMOS管MN9的源极接地，并连接第四电阻R4的第二端；第九NMOS管MN9的栅极连接第四电阻R4的第一端、第八NMOS管MN8的源极；第八NMOS管MN8的漏极连接第七PMOS管MP7的漏极和栅极、第九PMOS管MP9的栅极；第九PMOS管MP9的源极连接电源电压，第九PMOS管MP9的漏极产生工作电流，输入到误差转换模块。

误差转换模块包括：第八PMOS管MP8、第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11、第十二PMOS管MP12、第十NMOS管MN10、第十一NMOS管MN11、第十二NMOS管MN12、第十三NMOS管MN13、第一电阻R1、第二电阻R2。

其中，第八PMOS管MP8的源极连接电源电压VDD，第八PMOS管MP8的栅极、漏极相连接，并连接第十二PMOS管MP12的栅极、第十NMOS管MN10的漏极；第十NMOS管MN10的源极接地；第十NMOS管MN10的栅极连接第十一NMOS管MN11的漏极、第十PMOS管MP10的漏极、第一电阻R1的第一端；第十PMOS管MP10的源极连接第十一PMOS管MP11的源极，用于接收工作电流；第十一PMOS管MP11的漏极连接第二电阻R2的第二端、第十二NMOS管MN12的漏极、第十三NMOS管MN13的栅极；第一电阻R1的第二端连接第二电阻R2的第一端、第十一NMOS管MN11的栅极、第十二NMOS管MN12的栅极；第十一NMOS管MN11的源极、第十二NMOS管MN12的源极、第十三NMOS管MN13的源极接地；第十二PMOS管MP12的源极连接电源电压VDD，第十二PMOS管MP12的漏极、第十三NMOS管MN13的漏极相连接，产生误差电压E_i；第十PMOS管MP10的栅极、第十一PMOS管MP11的栅极分别接收输入信号V₃、V₄，将其差值转换为误差电压E_i进行输出。

积分模块包括：第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14、第十五PMOS管MP15、第十六PMOS管MP16、第十四NMOS管MN14、第十五NMOS管MN15、第十六NMOS管MN16、电容C₂。

其中，第十三PMOS管MP13的栅极、第十五PMOS管MP15的栅极用于接收误差电压E_i；第十三PMOS管MP13的源极、第十四PMOS管MP14的源极、第十五PMOS管MP15的源极、第十六PMOS管MP16的源极连接电源电压VDD；第十三PMOS管MP13的漏极连接第十四PMOS管MP14的漏极、第十四PMOS管MP14的栅极、第十六PMOS管MP16的栅极、第十四NMOS管MN14的漏极和栅极；第十四NMOS管MN14的源极接地；第十五PMOS管MP15的漏极连接第十五NMOS管MN15的漏极、第十五NMOS管MN15的栅极、第十六NMOS管MN16的栅极；第十五NMOS管MN15的源极、第十六NMOS管MN16的源极、电容C₂的第二端接地；第十六PMOS管MP16的漏极连接第十六NMOS管MN16漏极和电容C₂的第一端，用于产生积分信号E_o。

在电流产生模块中，通过设置第三电阻R3、第四电阻R4、第七PMOS管MP7、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9，产生恒定的流过第四电阻R4的电流I_e1，通过MOS管电流公式，建立如下公式计算得到电流I_e1：

其中，V_e1为第八NMOS管MN8的栅极电压，V_e2为第九NMOS管MN9的栅极电压，μ为PMOS管和NMOS管中电子的迁移速率，W/L为PMOS管和NMOS管的宽长比，Vth为阈值电压。

然后，通过第七PMOS管MP7、第九PMOS管MP9组成的电流镜，对电流I_e1进行放大，产生工作电流。

在误差转换模块中，第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11构成输入晶体管对，用于接收输入信号V₃、V₄；第十NMOS管MN10、第十一NMOS管MN11、第十二NMOS管MN12、第十三NMOS管MN13构成电流镜电路，分别对流过第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11的电流进行放大，第八PMOS管MP8、第十二PMOS管MP12分别作为两路等效电流源，将输入信号V₃、V₄的差值转换为误差电压E_i进行输出。

在积分模块中，第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14参数相同；输出端采用第十六PMOS管MP16和第十六NMOS管MN16放大输出电压，提高动态响应性能。误差电压E_i直接输入到第十五PMOS管MP15的栅极，同时还通过第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14的控制，产生负的误差电压E_i，输入到第十六PMOS管MP16的栅极，经过电流镜电路比例放大后，输入到电容C₂，对其进行积分，产生积分信号E_o。该积分模块用于对误差电压E_i进行比例放大，并通过电容C₂进行积分，增大输出电压，改善动态响应性能。

该积分器，简化电路结构，提高输出增益，改善动态响应性能，同时设置电流产生模块产生适当大小的工作电流以进行稳定工作，减小静态功耗。

还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的商品或者系统不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种商品或者系统所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的商品或者系统中还存在另外的相同要素。

上述说明示出并描述了本发明的若干优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims

1.一种用于Boost变换器的高精度比较器，其特征在于，包括：

第一NMOS管MN1、第二NMOS关MN2的栅极分别接收两个输入信号V₁、V₂；第一NMOS管MN1的漏极连接第一PMOS管MP1的漏极，第二NMOS关MN2的漏极连接第二PMOS管MP2的漏极，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2的源极连接电源电压VDD，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2的栅极相连接，接收反相使能信号CLKN；第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2的源极与第三NMOS管MN3的漏极连接，第三NMOS管MN3的源极接地，第三NMOS管MN3的栅极接收反相使能信号CLKN；

2.根据权利要求1所述的高精度比较器，其特征在于，该高精度比较器在开始工作后分为两个模态：初始模态和工作模态。

3.根据权利要求2所述的高精度比较器，其特征在于，该初始模态包括：使能信号CLK为高电平，反相使能信号CLKN为低电平，第三NMOS管MN3关断，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2导通，第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6关断，第七NMOS管MN7导通，反相器U1的输入端接地，经反相后输出高电平。

4.根据权利要求3所述的高精度比较器，其特征在于，该工作模态包括：使能信号CLK为低电平，反相使能信号CLKN为高电平，第三NMOS管MN3导通，第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2关断，第七NMOS管MN7关断；当V₁大于V₂时，第五PMOS管MP5导通，第四PMOS管MP4被关断，第六NMOS管MN6被导通，最终经反相后，在反相器U1的输出端产生高电平。

5.根据权利要求4所述的高精度比较器，其特征在于，该工作模态还包括：当V₁小于V₂时，在反相器U1的输入端产生高电平，经反相后，在反相器U1的输出端产生低电平。

6.一种Boost变换器，包括权利要求1-5任一项所述的高精度比较器。