CN115664247B - 双向裂相三桥臂逆变电路及调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了双向裂相三桥臂逆变电路及调制方法，包括直流电源Vdc、双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三、交流滤波电容、滤波电感、交流电源、交流负载和控制器；控制器经过内部逻辑处理和控制后，输出适当的驱动信号给双向桥臂一、双向桥臂三内部功率开关管以SPWM高频开关工作，并输出适当的驱动信号给双向桥臂二以固定占空比50％工作，最终提供稳定的电压或电流给交流电源Va、Vc或交流负载，无需使用直流分压电容而自然消除不均压问题，能够实现小体积、低成本的目的；通过逆变控制单元、整流控制单元、选通单元U12和驱动单元U13的配合，能够实现直流电源向交流电源逆变与交流电源向直流电源的整流的转换，从而实现双向电能变换。

Description

双向裂相三桥臂逆变电路及调制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及双向裂相三桥臂逆变电路及调制方法。

背景技术

双向裂相逆变器通常使用对称性逆变电路，如图5所示。该逆变电路包括两个直流滤波电容Cd1、Cd2，四个功率开关管及其体二极管Q1～Q4，两个滤波电感L1、L2，以及两个交流滤波电容Cf1、Cf2。直流向交流的功率变换称为逆变，交流向直流的功率变换称为整流。逆变工作模式下：双火线模式时，Cd1、Cd2和Cf1、Cf2串联滤波，Q1～Q4构成传统双向全桥逆变电路，L1、L2串联滤波，向串联的交流电源Va、Vc提供电能，同时负载RL1/RL2从两根火线而不通过N线获得电能。单火线模式时，Cd1、Q1、Q2、L1、Cf1构成第一个双向半桥逆变电路，Cd2、Q3、Q4、L2、Cf2构成第二个双向半桥逆变电路，从而构成双向裂相逆变电路，二者通过N线各自向Va、RL1及Vc、RL2提供电能。为了适应不同的负载类型，单火线模式中两组单相交流电压的幅值、频率和相位可以不同。双火线并联模式与单火线类似，仍然构成双向裂相逆变电路，其差异仅为两根火线直接并联，因此两组单相交流电压的幅值、频率和相位必须完全相同。反过来，整流工作模式与其相似，这里不再赘述。传统裂相逆变电路可以实现双向电能变换，具有电路结构简单，调制方法成熟等主要优点。

但是，该电路仍存在以下缺陷：

两个交流负载RL1、RL2大小不同或非线性负载工作情况下，单火线裂相模式工作时，Cd1、Cd2的两端电压具有较大电压差，从而直流分压电容实际存在不均压问题。为了实现直流分压电容的均压，必须选用电容量较大的滤波电容或者额外增加独立均压电路，其中采用电容时较大的滤波电容会造成逆变器体积过大；增加独立均压电路会使控制方式较为复杂，同时造成逆变器成本上升，因此我们需要提出裂相三桥臂逆变电路及调制方法来解决上述中存在的问题，使其无需使用直流分压电容而自然消除不均压问题，能够实现小体积、低成本的目的。

发明内容

本发明的目的在于提供双向裂相三桥臂逆变电路及调制方法，以解决上述背景技术中提出现有技术中不仅工作效率低下，而且浪费大量人力的问题。

为实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：

双向裂相三桥臂逆变电路，包括直流电源Vdc、双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三、交流滤波电容、滤波电感、交流电源、交流负载和控制器，所述直流电源Vdc并联有直流滤波电容Cd，所述双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三均与直流电源Vdc并联，所述滤波电感和交流滤波电容的一端与交流电源连接，所述滤波电感和交流电容的另一端分别与双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三连接，所述双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三均与控制器电性连接，所述交流负载的两端分别与交流滤波电容和交流电源连接；

所述控制器包括逆变控制单元、整流控制单元、选通单元U12和驱动单元U13，所述逆变控制单元主要由交流输出电压和电流采样及反馈电路构成；所述整流控制单元主要由一个直流输出电压采集及反馈电路和交流输入电流采集及反馈电路构成，所述逆变控制单元和整流控制单元均通过控制与发波单元与选通单元U12连接，所述选通单元U12与驱动单元U13电性连接。

优选的，所述滤波电感包括L1和L2，所述交流滤波电容包括Cf1和Cf2，所述L1的一端与双向桥臂一的一端连接，所述L1的另一端与Cf1的一端连接，所述L2的一端与双向桥臂三的一端连接，所述L2的另一端与Cf2的一端连接，所述Cf1的另一端和Cf2的另一端均与双向桥臂二的一端连接，所述交流电源包括Va和Vc，所述Va的一端与L1和Cf1的连接端连接，所述Vc的一端与L2和Cf2的连接端连接，所述Va和Vc的另一端均与Cf1和Cf2的连接端连接。

优选的，所述双向桥臂一包括Q1和Q2，所述Q1的发射极与Q2的集电极连接，所述L1的一端与Q1和Q2的连接端连接，所述双向桥臂二包括Q3和Q4，所述Q3的发射极与Q4的集电极连接，所述Cf1和Cf2的连接端与Q3和Q4的连接端连接，所述双向桥臂三包括Q5和Q6，所述Q5的发射极与Q6的集电极连接，所述L2的一端与Q5和Q6的连接端连接。

优选的，所述交流输出电压和电流采样及反馈电路包括电压误差放大器U1和U2、电流误差放大器U3和U4，所述U2的一端与U4的正极端连接，所述U1的一端与U3的正极端连接，所述U1的另一端和U2的另一端连接有采样电阻，所述U3和U4的一端均通过控制与发波单元U5与选通单元U12连接，所述选通单元U12与驱动单元连接。

优选的，所述直流输出电压采集及反馈电路包括误差放大器U6、电阻R3和电阻R4，所述电阻R4并联在误差放大器U6的正极端与负极端之间，所述电阻R3的一端与电阻R4的一端连接，所述电阻R4的另一端与直流滤波电源Vdc连接，所述交流输入电流采集及反馈电路包括乘法器U7、乘法器U8、电流误差放大器U9和U10，所述误差放大器U6的输出端连接至乘法器U7和乘法器U8的输入端，所述乘法器U7的一端与U9的一端连接，所述乘法器U8的一端与U10的一端连接，所述U9和U10的另一端通过控制与发波单元U11与选通单元连接，所述U6、U9、U10、U1、U2、U3和U4均并联有补偿器。

优选的，多个所述补偿器分别为PI1、PI2、PI3、PI4、PI5、PI6和PI7，其中PI1和PI2为电压补偿器，PI3和PI4为电流补偿器，PI5、PI6和PI7为电压和电流补偿器，所述U1、U3、PI1和PI3组成一个采样和反馈电路，U2、U4、PI2和PI4组成另一个采样和反馈电路，且两个采样和反馈电路呈对称设置。

优选的，所述双向桥臂一和双向桥臂三设置为两相交错并联电路，所述双向桥臂二位于双向桥臂一和双向桥臂三之间，所述双向桥臂二包括Q3和Q4，所述Q3的发射极与Q4的集电极连接，所述Cf1和Cf2的连接端与Q3和Q4的连接端连接。

优选的，所述双向桥臂一包括呈串联设置的Q11和Q21以及呈串联设置的Q12和Q22，且呈串联设置的Q11和Q21与呈串联设置的Q12和Q22并联，所述双向桥臂三包括呈串联设置的Q51和Q61以及呈串联设置的Q52和Q62，且串联设置的Q51和Q61以及呈串联设置的Q52和Q62并联。

优选的，所述整流控制单元主要由一个直流输出电压采集及反馈电路和交流输入电流采集及反馈电路构成，所述直流输出电压采集及反馈电路包括误差放大器U6、电阻R3和电阻R4，所述电阻R4并联在误差放大器U6的正极端与负极端之间，所述电阻R3的一端与电阻R4的一端连接，所述电阻R4的另一端与直流滤波电源Vdc连接，所述交流输入电流采集及反馈电路包括乘法器U7、乘法器U8、电流误差放大器U9和U10，所述误差放大器U6的输出端连接至乘法器U7和乘法器U8的输入端，所述乘法器U7的一端与U9的一端连接，所述乘法器U8的一端与U10的一端连接，所述U9和U10的另一端通过控制与发波单元U11与选通单元连接，所述U6、U9、U10、U1、U2、U3和U4均并联有补偿器。

基于以上叙述的双向裂相三桥臂逆变电路，本发明还提供一种双向裂相三桥臂逆变电路的调制方法，包括如下步骤：

S1、从直流电源向交流电源逆变时，双火线模式时，交流滤波电容、双向桥臂一和双向桥臂三构成全桥逆变电路，经过两个滤波电感向串联的交流电源Va和Vc提供电能，同时交流负载从两根火线而不通过N线获得电能，此时双向桥臂二不工作；

S2、单火线模式时，双向桥臂一、双向桥臂二、L1和Cf1构成第一个全桥逆变电路；双向桥臂三、双向桥臂二、L2和Cf2构成第二个全桥逆变电路，从而构成裂相逆变电路，第一个全桥逆变电路和第二个全桥逆变电路通过N线各自向Va及Vc和交流负载提供电能；

S3、双火线并联模式时，双向桥臂一、双向桥臂二、L1和Cf1构成第一个全桥逆变电路；双向桥臂三、双向桥臂二、L2和Cf2构成第二个全桥逆变电路，从而构成裂相逆变电路，第一个全桥逆变电路和第二个全桥逆变电路的两根火线直接并联；

S4、控制器经过内部逻辑处理和控制后，输出适当的驱动信号给双向桥臂一、双向桥臂三内部功率开关管以SPWM高频开关工作，并输出适当的驱动信号给双向桥臂二以固定占空比50％工作，最终提供稳定的电压或电流给交流电源Va、Vc或交流负载；

S5、当交流电源向直流电源整流时，其功率流向路径及工作原理与直流电源向交流电源逆变的功率流向及工作原理相似，实现双向电能变换。

本发明提出的双向裂相三桥臂逆变电路及调制方法，与现有技术相比，具有以下优点：

1、本发明通过直流电源Vdc、双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三、交流滤波电容、滤波电感、交流电源、交流负载和控制器配合，控制器经过内部逻辑处理和控制后，输出适当的驱动信号给双向桥臂一、双向桥臂三内部功率开关管以SPWM高频开关工作，并输出适当的驱动信号给双向桥臂二以固定占空比50％工作，最终提供稳定的电压或电流给交流电源Va、Vc或交流负载，无需使用直流分压电容而自然消除不均压问题，能够实现小体积、低成本的目的；

2、本发明通过逆变控制单元、整流控制单元、选通单元U12和驱动单元U13的配合，能够实现直流电源向交流电源逆变与交流电源向直流电源的整流的转换，从而实现双向电能变换，且控制器识别输入和输出功率流向，通过采样交直流侧电压和电流信号，并判定条件来控制功率开关管的高频开关工作，以实现自适应闭环工作过程。

3、本发明通过双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三、滤波电感和交流滤波电容的配合，可根据实际使用需求构成工作于双火线模式、单火线模式或双火线并联模式的逆变电路，并能实现在双火线模式、单火线模式、双火线并联模式之间灵活切换。

附图说明

图1为本发明的电路图；

图2为本发明的控制器连接电路图；

图3为本发明的工作波形图；

图4为本发明的交错并联的双向桥臂一和双向桥臂三电路图；

图5为传统双向裂相逆变器电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了如图1所示的双向裂相三桥臂逆变电路，包括直流电源Vdc、双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三、交流滤波电容、滤波电感、交流电源、交流负载和控制器，所述直流电源Vdc并联有直流滤波电容Cd，所述双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三均与直流电源Vdc并联，所述滤波电感包括L1和L2，所述交流滤波电容包括Cf1和Cf2，所述L1的一端与双向桥臂一的一端连接，所述L1的另一端与Cf1的一端连接，所述L2的一端与双向桥臂三的一端连接，所述L2的另一端与Cf2的一端连接，所述Cf1的另一端和Cf2的另一端均与双向桥臂二的一端连接，所述交流电源包括Va和Vc，所述Va的一端与L1和Cf1的连接端连接，所述Vc的一端与L2和Cf2的连接端连接，所述Va和Vc的另一端均与Cf1和Cf2的连接端连接，所述双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三均与控制器电性连接，所述交流负载的两端分别与交流滤波电容和交流电源连接；

通过直流电源Vdc、双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三、交流滤波电容、滤波电感、交流电源、交流负载和控制器配合，控制器经过内部逻辑处理和控制后，输出适当的驱动信号给双向桥臂一、双向桥臂三内部功率开关管以SPWM高频开关工作，并输出适当的驱动信号给双向桥臂二以固定占空比50％工作，最终提供稳定的电压或电流给交流电源Va、Vc或交流负载，无需使用直流分压电容而自然消除不均压问题，能够实现小体积、低成本的目的。

所述双向桥臂一包括Q1和Q2，所述Q1的发射极与Q2的集电极连接，所述L1的一端与Q1和Q2的连接端连接，所述双向桥臂二包括Q3和Q4，所述Q3的发射极与Q4的集电极连接，所述Cf1和Cf2的连接端与Q3和Q4的连接端连接，所述双向桥臂三包括Q5和Q6，所述Q5的发射极与Q6的集电极连接，所述L2的一端与Q5和Q6的连接端连接。

所述交流负载包括RL1和RL2，所述RL1与Cf1并联，所述RL1位于Cf1与Va之间，所述RL2与Cf2并联，且所述RL2位于Cf2与Vc之间。

所述控制器包括逆变控制单元、整流控制单元、选通单元U12和驱动单元U13，所述逆变控制单元主要由交流输出电压和电流采样及反馈电路构成，所述交流输出电压和电流采样及反馈电路包括电压误差放大器U1和U2、电流误差放大器U3和U4，所述U2的一端与U4的正极端连接，所述U1的一端与U3的正极端连接，所述U1的另一端和U2的另一端连接有采样电阻，所述U3和U4的一端均通过控制与发波单元U5与选通单元U12连接，所述选通单元U12与驱动单元连接，通过逆变控制单元、整流控制单元、选通单元U12和驱动单元U13的配合，能够实现直流电源向交流电源逆变与交流电源向直流电源的整流的转换，从而实现双向电能变换，且控制器识别输入和输出功率流向，通过采样交直流侧电压和电流信号，并判定条件来控制功率开关管的高频开关工作，以实现自适应闭环工作过程；

所述采样电阻包括R6、R5、R8和R7，所述R6并联在U1的正极端和负极端之间，所述R6的一端与R5的一端连接，所述R5的另一端与Va的一端连接，所述R8并联在U2的正极端与负极端之间，所述R7的一端与R8的一端连接，所述R7的另一端与RL2的一端连接。

所述整流控制单元主要由一个直流输出电压采集及反馈电路和交流输入电流采集及反馈电路构成，所述直流输出电压采集及反馈电路包括误差放大器U6、电阻R3和电阻R4，所述电阻R4并联在误差放大器U6的正极端与负极端之间，所述电阻R3的一端与电阻R4的一端连接，所述电阻R4的另一端与直流滤波电源Vdc连接，所述交流输入电流采集及反馈电路包括乘法器U7、乘法器U8、电流误差放大器U9和U10，所述误差放大器U6的输出端连接至乘法器U7和乘法器U8的输入端，所述乘法器U7的一端与U9的一端连接，所述乘法器U8的一端与U10的一端连接，所述U9和U10的另一端通过控制与发波单元U11与选通单元连接，所述U6、U9、U10、U1、U2、U3和U4均并联有补偿器。

控制器中电压误差放大器和电流误差放大器可以采用二阶或多阶PI补偿或其他智能控制方式。可选地，控制器也可采用准谐振控制，单周期控制，电流连续导通模式(CCM)，电流断续模式(DCM)，电流临界导通模式(CRM)等，并不影响其电气性能和效果。

功率开关管采用全控型功率半导体器件，根据开关频率的高低可以选用不同类型，如金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，也可使用第三代半导体宽禁带(WBG)功率器件，如碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)MOSFET等。控制器既可使用分立电子元器件搭建，也可设计和使用专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机(MCU)、数字信号处理器(DSP)或可编程逻辑器件(FPGA/CPLD)等。裂相逆变电路既可采用分立器件方式或集成方式，也可统一集成进控制器中而构成大规模混合集成电路，这种高集成度控制器设计能够进一步减小裂相逆变器体积。

多个所述补偿器分别为PI1、PI2、PI3、PI4、PI5、PI6和PI7，其中PI1和PI2为电压补偿器，PI3和PI4为电流补偿器，PI5、PI6和PI7为电压和电流补偿器，所述PI1通过主要由U1构成的电压外环实现Va的稳定工作，PI3通过主要由U3构成的电流内环实现Ia的稳定工作，所述U1、U3、PI1和PI3组成一个采样和反馈电路，U2、U4、PI2和PI4组成另一个采样和反馈电路，且两个采样和反馈电路呈对称设置。

逆变控制部分主要由两个交流输出电压和电流采样和反馈电路构成，即电压误差放大器U1、U2和电流误差放大器U3、U4，电压和电流补偿器PI1～PI4，控制与发波单元U5，以及外围电路等。第一个采样和反馈电路中，电阻R5、R6采样交流输出电压Va并接至电压误差放大器U1负输入端，U1正输入端连接交流正弦波电压参考信号Vr1。U1输出端连接至电流误差放大器U3正输入端。滤波电感电流信号Ia连接至U3负输入端，U3输出端接至控制与发波单元U5输入端。电流采样器件可选地使用电流传感器、电流互感器或电阻。这是一个具有电压外环和电流内环的双闭环逆变控制系统，电压补偿器PI1通过由U1和外围器件构成的电压外环实现Va的稳定工作，电流补偿器PI3通过由U3和外围器件构成的电流内环实现Ia的稳定工作。第二个采样和反馈电路与第一个完全对称，主要由U2、U4及PI2、PI4构成，连接方式与其基本相似，这里不再赘述。选通单元U12一个输入端接至U5输出端。整流控制部分主要由一个直流输出电压和两个交流输入电流采样和反馈电路构成，即电压误差放大器U6，乘法器U7、U8,电流误差放大器U9、U10，电压和电流补偿器PI5～PI7，控制与发波单元U11，以及外围电路等。直流输出电压采样和反馈电路中，电阻R3、R4采样直流输出电压，并接至电压误差放大器U6负输入端，U6正输入端连接直流电压参考信号Vr。U6输出端连接至乘法器U7、U8一个输入端。电阻R5、R6采样交流输入电压Va并接至乘法器U7另一个输入端，U7输出端连接至第一个交流输入电流采样和反馈电路中电流误差放大器U9正输入端。滤波电感电流信号Ia连接至U9负输入端，U9输出端接至控制与发波单元U11一个输入端。电流采样器件可选地使用电流传感器、电流互感器或电阻。这是一个具有电压外环和电流内环的双闭环整流控制系统，电压补偿器PI5通过由U6和外围器件构成的电压外环实现稳定的直流输出电压，电流补偿器PI6通过由U9和外围器件构成的电流内环实现Ia与Va相同频率、相同相位，以达到功率因数校正、低电流谐波的效果。第二个交流输入电流采样和反馈电路与第一个完全对称，主要由U8、U10及PI7构成，连接方式与其基本相似，这里不再赘述。选通单元U12另一个输入端接至U11输出端。驱动单元U13输入端接至U12输出端，从而产生脉冲驱动信号后驱动功率开关管Q1～Q6。

功率从直流侧电源流向交流侧称为逆变工作模式，其功率流向路径为：控制器输出驱动信号并经栅级驱动放大电路提供给Q1～Q6，经过逆变桥臂产生高频方波后，并经L1、L2和Cf1、Cf2滤波后提供输出电压给Va、Vc或/和RL1、RL2。双火线模式时，U1、U2分别采样交流输出电压Va、Vc，并经过相关运算后得到两根火线之间电压；单火线或双火线并联模式时，U1、U2分别直接采样交流输出电压Va、Vc，并通过相应补偿器PI1、PI2，调整输出电压并实现稳压。双火线模式时，U3或U4分别采样滤波电感L1的电流Ia或滤波电感L2的电流Ic，选取二者其一作为电流采样信号；单火线或双火线并联模式时，U3、U4分别直接采样滤波电感L1、L2的电流Ia、Ic，并通过相应补偿器PI3、PI4，可以采用平均电流模式或峰值电流模式控制，从而提高其动态响应性能。需要说明的是，控制器中电压误差放大器和电流误差放大器可以采用二阶或多阶PI补偿或其他智能控制方式。可选地，控制器也可采用准谐振控制，单周期控制，电流连续导通模式(CCM)，电流断续模式(DCM)，电流临界导通模式(CRM)等，并不影响其电气性能和效果。

双向桥臂一的中点为“1”，双向桥臂二的中点为“N”，双向桥臂三的中点为“2”。单火线或双火线并联模式下交流正弦波裂相输出为正半周，且Q1占空比D1>0.5、Q5占空比D2<0.5时，主要工作波形如图3所示，从上至下分别为Q1、Q5和Q3栅极驱动信号Vgs，双向桥臂一中点“1”至双向桥臂二中点“N”的电压差V1N，双向桥臂三中点“2”至双向桥臂二中点“N”的电压差V2N。Q1导通、Q3关断时，V1N＝Vdc，否则V1N＝0。Q5关断、Q3导通时，V2N＝Vdc，否则V2N＝0。Q1、Q5工作于高频正弦波脉宽调制(SPWM)方式，Q3工作于固定占空比50％调制方式，并且Q1、Q3和Q5的脉冲驱动信号中点保持同步。Q2、Q4、Q6的栅极驱动信号分别与Q1、Q3、Q5相反，但Q1和Q2、Q3和Q4、Q5和Q6的栅极驱动信号之间留有一定死区时间。通过观察波形可以进一步看出，V1N、V2N的工作频率两倍于Q1～Q6驱动信号，其具有传统倍频单极性调制效果，可以选用较低的功率开关管工作频率以降低开关损耗，同时倍频提高滤波电感工作频率以减小电感体积。Q1、Q5工作于其他占空比时，以及交流正弦波裂相输出负半周时工作原理与其基本相似，这里不再赘述。因此，交流电压Va、Vc可以得到正弦波输出。双火线模式时工作原理与传统全桥逆变电路完全相同，这里不再赘述。

功率从交流侧电源流向直流侧称为整流工作模式，其功率流向路径为：控制器输出驱动信号并经栅级驱动放大电路提供给Q1～Q6，交流电压Va、Vc经过双向桥臂产生高频方波后，并经L1、L2和Cf1、Cf2滤波后提供输出电压给直流负载RL。这三种模式下，U6采样直流输出电压以实现其稳定工作。双火线模式时，分别采样交流输入电压Va、Vc给乘法器U7、U8，并经过相关运算后得到两根火线之间电压；单火线或双火线并联模式时，分别直接采样交流输入电压Va、Vc给乘法器U7、U8。双火线模式时，U9或U10分别采样滤波电感L1的电流Ia或滤波电感L2的电流Ic，选取二者其一作为电流采样信号；单火线或双火线并联模式时，U9、U10分别直接采样滤波电感L1、L2的电流Ia、Ic，并通过相应补偿器PI6、PI7，调整输入电流大小和相位以实现PFC功能。可以采用平均电流模式或峰值电流模式控制，从而提高其动态响应性能。Q2、Q6工作于高频正弦波脉宽调制(SPWM)方式，Q4工作于固定占空比50％调制方式，并且Q2、Q4和Q6的脉冲驱动信号中点保持同步。Q1、Q3、Q5的栅极驱动信号分别与Q2、Q4、Q6相反，但Q1和Q2、Q3和Q4、Q5和Q6的栅极驱动信号之间留有一定死区时间。其工作原理及其调制方法与逆变工作模式基本相似，这里不再赘述。

如图4所示，为提高双向裂相逆变器输出功率，增加一套交错并联电路，即所述双向桥臂一和双向桥臂三设置为两相交错并联电路，所述双向桥臂二位于双向桥臂一和双向桥臂三之间，所述双向桥臂二包括Q3和Q4，所述Q3的发射极与Q4的集电极连接，所述Cf1和Cf2的连接端与Q3和Q4的连接端连接。

所述双向桥臂一包括呈串联设置的Q11和Q21以及呈串联设置的Q12和Q22，且呈串联设置的Q11和Q21与呈串联设置的Q12和Q22并联，所述双向桥臂三包括呈串联设置的Q51和Q61以及呈串联设置的Q52和Q62，且串联设置的Q51和Q61以及呈串联设置的Q52和Q62并联，Q11、Q21和L11与Q12、Q22和L12及Q51、Q61和L21与Q52、Q62和L22分别构成两相交错并联，从而进一步提高双向裂相逆变器输出功率，其工作原理及其调制方法与上述Q1、Q2、L1和Q5、Q6、L2的工作原理及其调制方法基本相似，这里不再赘述。需要说明的是，交错并联不限于两相，也可扩展至多相交错并联双向裂相逆变电路。

基于以上叙述的双向裂相三桥臂逆变电路，本发明还提供一种双向裂相三桥臂逆变电路的调制方法，包括如下步骤：

S1、从直流电源向交流电源逆变时，双火线模式时，交流滤波电容、双向桥臂一和双向桥臂三构成全桥逆变电路，经过两个滤波电感向串联的交流电源Va和Vc提供电能，同时交流负载从两根火线而不通过N线获得电能，此时双向桥臂二不工作；

S2、单火线模式时，双向桥臂一、双向桥臂二、L1和Cf1构成第一个全桥逆变电路；双向桥臂三、双向桥臂二、L2和Cf2构成第二个全桥逆变电路，从而构成裂相逆变电路，第一个全桥逆变电路和第二个全桥逆变电路通过N线各自向Va及Vc和交流负载提供电能；

S3、双火线并联模式时，双向桥臂一、双向桥臂二、L1和Cf1构成第一个全桥逆变电路；双向桥臂三、双向桥臂二、L2和Cf2构成第二个全桥逆变电路，从而构成裂相逆变电路，第一个全桥逆变电路和第二个全桥逆变电路的两根火线直接并联，双火线并联模式与单火线模式类似，仍然构成双向裂相全桥逆变电路，其差异仅为两根火线直接并联，因此两组单相交流电压的幅值、频率和相位必须完全相同；

S4、控制器经过内部逻辑处理和控制后，输出适当的驱动信号给双向桥臂一、双向桥臂三内部功率开关管以SPWM高频开关工作，并输出适当的驱动信号给双向桥臂二以固定占空比50％工作，最终提供稳定的电压或电流给交流电源Va、Vc或交流负载；

S5、当交流电源向直流电源整流时，其功率流向路径及工作原理与直流电源向交流电源逆变的功率流向及工作原理相似，这里不再赘述。因此，这个裂相逆变电路可以实现双向电能变换。控制器识别输入和输出功率流向，通过采样交直流侧电压和电流信号，并判定条件来控制功率开关管的高频开关工作，以实现自适应闭环工作过程；

综上，可根据实际使用需求构成工作于双火线模式、单火线模式或双火线并联模式的逆变电路，并能实现在双火线模式、单火线模式、双火线并联模式之间灵活切换。

基于以上叙述的双向裂相三桥臂逆变电路，本发明还提供了一种双向逆变器，双向逆变器用于实现双向直流-交流(DC/AC)的能量变换，双向裂相三桥臂逆变器主要由直流电源Vdc，一个直流滤波电容Cd，两个交流滤波电容Cf1、Cf2，新能源并网发电时的两个裂相交流电源Va、Vc，离网或其他应用场合时的两个交流负载RL1、RL2，以及三个双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三和控制器构成，如图2所示。其中，双向桥臂一、双向桥臂三分别通过L1、L2与火线相连，称为火线桥臂；双向桥臂二与零线或中性线(N)直接相连，称为N线桥臂。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.双向裂相三桥臂逆变电路，包括直流电源Vdc、双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三、交流滤波电容、滤波电感、交流电源、交流负载和控制器，其特征在于：所述直流电源Vdc并联有直流滤波电容Cd，所述双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三均与直流电源Vdc并联，所述滤波电感包括L1和L2，所述交流滤波电容包括Cf1和Cf2，所述L1的一端与双向桥臂一的一端连接，所述L1的另一端与Cf1的一端连接，所述L2的一端与双向桥臂三的一端连接，所述L2的另一端与Cf2的一端连接，所述Cf1的另一端和Cf2的另一端均与双向桥臂二的一端连接，所述交流电源包括Va和Vc，所述Va的一端与L1和Cf1的连接端连接，所述Vc的一端与L2和Cf2的连接端连接，所述Va和Vc的另一端均与Cf1和Cf2的连接端连接，所述双向桥臂一、双向桥臂二、双向桥臂三均与控制器电性连接，所述交流负载的两端分别与交流滤波电容的两端和交流电源的两端并联连接；

所述控制器包括逆变控制单元、整流控制单元、选通单元U12和驱动单元U13，所述逆变控制单元主要由交流输出电压和电流采样及反馈电路构成；所述交流输出电压和电流采样及反馈电路包括电压误差放大器U1和U2、电流误差放大器U3和U4，所述U2的输出端与U4的正极端连接，所述U1的输出端与U3的正极端连接，所述U1的负极端和U2的负极端分别通过采样电阻与Va的一端和Vc的一端连接，所述U1的正极端和U2的正极端分别连接有交流参考电压，所述U3的负极端连接Va的一端，所述U4的负极端连接Vc的一端,所述U3和U4的输出端均通过控制与发波单元U5与选通单元U12连接，所述选通单元U12与驱动单元U13连接；

所述整流控制单元主要由一个直流输出电压采集及反馈电路和交流输入电流采集及反馈电路构成，所述直流输出电压采集及反馈电路包括误差放大器U6、电阻R3和电阻R4，所述电阻R4连接在误差放大器U6的负极端与地之间，U6的正极端连接有直流参考电压，所述电阻R3的一端与电阻R4的一端连接，所述电阻R3的另一端与直流电源Vdc的正极连接，所述交流输入电流采集及反馈电路包括乘法器U7、乘法器U8、电流误差放大器U9和U10，所述误差放大器U6的输出端连接至乘法器U7的第一输入端和乘法器U8的第一输入端，U7的第二输入端通过采样电阻与Va的一端连接，U8的第二输入端通过采样电阻与Vc的一端连接，所述乘法器U7的输出端与U9的正极端连接，所述乘法器U8的输出端与U10的正极端连接，U9的负极端与Va的一端连接，U10的负极端与Vc的一端连接，所述U9和U10的输出端通过控制与发波单元U11与选通单元U12连接，所述U6、U9、U10、U1、U2、U3和U4的负极端和输出端之间均并联有补偿器；

所述逆变控制单元和整流控制单元分别通过控制与发波单元U5、U11与选通单元U12连接，所述选通单元U12与驱动单元U13电性连接。

2.根据权利要求1所述的双向裂相三桥臂逆变电路，其特征在于：所述双向桥臂一包括Q1和Q2，所述Q1的发射极与Q2的集电极连接，所述L1的一端与Q1和Q2的连接端连接，所述双向桥臂二包括Q3和Q4，所述Q3的发射极与Q4的集电极连接，所述Cf1和Cf2的连接端与Q3和Q4的连接端连接，所述双向桥臂三包括Q5和Q6，所述Q5的发射极与Q6的集电极连接，所述L2的一端与Q5和Q6的连接端连接。

3.根据权利要求1所述的双向裂相三桥臂逆变电路，其特征在于：多个所述补偿器分别为PI1、PI2、PI3、PI4、PI5、PI6和PI7，其中PI1和PI2为电压补偿器，PI3和PI4为电流补偿器，PI5、PI6和PI7为电压和电流补偿器，所述U1、U3、PI1和PI3组成一个采样和反馈电路，U2、U4、PI2和PI4组成另一个采样和反馈电路，且两个采样和反馈电路呈对称设置。

4.根据权利要求1所述的双向裂相三桥臂逆变电路，其特征在于：所述双向桥臂一和双向桥臂三设置为两相交错并联电路，所述双向桥臂二位于双向桥臂一和双向桥臂三之间，所述双向桥臂二包括Q3和Q4，所述Q3的发射极与Q4的集电极连接，所述Cf1和Cf2的连接端与Q3和Q4的连接端连接。

5.根据权利要求4所述的双向裂相三桥臂逆变电路，其特征在于：所述双向桥臂一包括呈串联设置的Q11和Q21以及呈串联设置的Q12和Q22，且呈串联设置的Q11和Q21与呈串联设置的Q12和Q22并联，所述双向桥臂三包括呈串联设置的Q51和Q61以及呈串联设置的Q52和Q62，且串联设置的Q51和Q61以及呈串联设置的Q52和Q62并联。

6.根据权利要求1-5任意一项所述的双向裂相三桥臂逆变电路的调制方法，其特征在于：包括如下步骤：

S1、从直流电源向交流电源逆变时，双火线模式时，交流滤波电容、双向桥臂一和双向桥臂三构成全桥逆变电路，经过两个滤波电感向串联的交流电源Va和Vc提供电能，同时交流负载从两根火线而不通过N线获得电能，此时双向桥臂二不工作；

S2、单火线模式时，双向桥臂一、双向桥臂二、L1和Cf1构成第一个全桥逆变电路；双向桥臂三、双向桥臂二、L2和Cf2构成第二个全桥逆变电路，从而构成裂相逆变电路，第一个全桥逆变电路和第二个全桥逆变电路通过N线各自向Va及Vc和交流负载提供电能；

S3、双火线并联模式时，双向桥臂一、双向桥臂二、L1和Cf1构成第一个全桥逆变电路；双向桥臂三、双向桥臂二、L2和Cf2构成第二个全桥逆变电路，从而构成裂相逆变电路，第一个全桥逆变电路和第二个全桥逆变电路的两根火线直接并联；

S4、控制器经过内部逻辑处理和控制后，输出适当的驱动信号给双向桥臂一、双向桥臂三内部功率开关管以SPWM高频开关工作，并输出适当的驱动信号给双向桥臂二以固定占空比50%工作，最终提供稳定的电压或电流给交流电源Va、Vc或交流负载；

S5、当交流电源向直流电源整流时，其功率流向路径及工作原理与直流电源向交流电源逆变的功率流向及工作原理相似，实现双向电能变换。