CN111740634A - 一种全桥逆变器电感电流控制方法及装置 - Google Patents

一种全桥逆变器电感电流控制方法及装置 Download PDF

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CN111740634A CN202010710374.8A CN202010710374A CN111740634A CN 111740634 A CN111740634 A CN 111740634A CN 202010710374 A CN202010710374 A CN 202010710374A CN 111740634 A CN111740634 A CN 111740634A
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Abstract

本申请提供一种全桥逆变器电感电流控制方法及装置，所述方法包括，三角载波和两个相互错开的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；根据所述电位以及通过低通滤波器对电压以及电路调节，得到逆变电压反馈值；根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。本申请提供的全桥逆变器电感电流控制方法能够实现全桥逆变器电感电流的均流控制，提高系统稳定性。

Description

一种全桥逆变器电感电流控制方法及装置
技术领域
本申请涉及电力设备技术领域，尤其涉及一种全桥逆变器电感电流控制方法及装置。
背景技术
共直流交流母线逆变器并联拓扑能够减小输出电流纹波，从而减小输入以及输出滤波器的体积重量，适用于大电流输出场合。共直流交流母线逆变器并联的均流控制是实现可靠工作的首要条件。
单滤波电感全桥逆变器拓扑在直接并联时，会存在桥臂直通的问题，而滤波电感对称分布两桥臂分裂电感的非隔离全桥逆变器，避免了并联运行时的桥臂直通问题。以两模块并联工作为例，对于单台单极性倍频PWM(脉冲宽度调制)逆变器，只需对分裂电感中的一个电感电流进行闭环控制即可。对于多相并联不交错的逆变器，在理想状态下，各个电感电流是均流的，但是由于实际电参数不可能完全相同，因此有必要对各电感电流进行闭环控制。现在有很多比较成熟的关于逆变器并联运行的技术，其中包括瞬时电流控制，下垂控制，平均功率控制等常用的均流控制方法，但是因为各自存在一定的不足，使得系统的均流性能不理想，而难以推广。
发明内容
本申请提供了一种全桥逆变器电感电流控制方法及装置，以解决全桥逆变器均流控制不理想的问题。
一方面，本申请提供一种全桥逆变器电感电流控制方法，具体包括如下步骤：
三角载波和两个相互错开的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；
利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；
根据所述电位以及通过低通滤波器对电压以及电路调节，得到逆变电压反馈值；
根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
可选的，所述全桥逆变器设有波形发生器，所述波形发生器按照下式发出所述三角载波vc：
当-π+θc≤ωct≤θc时，
Figure BDA0002596317510000021
当θc≤ωct≤θc+π时，
Figure BDA0002596317510000022
其中，ωc为三角载波的角频率；θc为三角载波的相移。
可选的，所述全桥逆变器设有波形调制装置，所述波形调制装置按照下式发出所述正弦调制波vm：
vm＝Mcos(ω1t-θ1)；
其中，ω1为正弦调制波的角频率；θ1为正弦调制波的相移，M表示正弦调制波与三角载波的幅值调制比。
可选的，所述两个桥臂中点相对于电源中点的电位根据下式得到：
当组成的左半桥臂载波和调制波的相移θc、θ1均为0时，左半桥臂电位u1为：
Figure BDA0002596317510000023
当组成的右半桥臂载波的相移θc为0，调制波的相移θ1为π时，右半桥臂电位u2为：
Figure BDA0002596317510000024
可选的，所述逆变电压反馈值，根据下式得到：
Figure BDA0002596317510000025
可选的，所述根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压的步骤包括：
通过比例积分调整和电流负反馈，使逆变器电流输出恒定；
通过比例积分调整，使电压反馈信号与参考电压、逆变电压反馈值进行对比；
通过电压负反馈使逆变器电压输出恒定；
逆变器电流和逆变器电压输出恒定，固化电流反馈以及电压反馈的调整参数，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
可选的，N台全桥逆变器交错并联，所述逆变器中2N-1路采用电流反馈闭环控制，具体控制步骤如下：
所述逆变器中没有参与闭环控制的一路的调制信号选取H桥的对角侧任意一路的调制波，所述逆变器将所述调制波传输至电压电流双闭环调节器；
所述电压电流双闭环调节器根据所述逆变电压反馈值调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压；其中，外环电压调节方式相同。
可选的，电压U1与电压U2间的阻抗为
Figure BDA0002596317510000031
当负载终端正常测量最大电流为I总时，需配置N个H桥逆变器，N的取值方法为：将I总/I1的比值取整后加1。
另一方面本申请提供一种全桥逆变器电感电流控制装置，包括：N个逆变器控制模块；其中，每一个逆变器控制模块包括一个H桥和一个低通滤波器。
可选的，所述低通滤波器包括2个电感线圈、1个电容器及负载终端，所述电感线圈和负载终端是串联关系，负载终端和电容器是并联关系；2个电感线圈、1个电容器和负载终端构成谐振电路；所述低通滤波器还包括PI调节器。
可选的，所述低通滤波器被配置为执行如下步骤：
三角载波和两个相互错开的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；
利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；
根据所述电位以及通过低通滤波器对电压以及电路调节，得到逆变电压反馈值；
根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
由以上技术方案可知，本申请提供一种全桥逆变器电感电流控制方法及装置，所述方法包括，三角载波和两个相互错开角度的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；根据所述电位以及通过低通滤波器对电压调节以及电路调节，得到逆变电压反馈值；根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。本申请提供的全桥逆变器电感电流控制方法能够实现全桥逆变器电感电流的均流控制，系统稳定性得以提高。
附图说明
为了更清楚地说明本申请的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为单个逆变器电路图；
图2为2个并联运行的逆变器电路图；
图3为本申请实施例全桥逆变器的电流电压双极闭环控制框图；
图4为现有技术中控制四个电感电流的控制策略图；
图5为采用图3控制四个电感电流控制策略的仿真波形图；
图6为采用图3控制四个电感电流控制策略的实验波形图；
图7为本申请实施例提供的一种全桥逆变器电感电流控制策略图；
图8为采用图6策略控制电感电流的4回路电压仿真波形图；
图9为采用图6策略控制电感电流的2回路电压仿真波形图。
具体实施方式
下面将详细地对实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下实施例中描述的实施方式并不代表与本申请相一致的所有实施方式。仅是与权利要求书中所详述的、本申请的一些方面相一致的系统和方法的示例。
图1为单个逆变器电路图，图2为2个并联运行的逆变器电路图。对于多相并联不交错的逆变器，在理想状态下，各个电感电流是均流的，但是由于实际电参数不可能完全相同，因此有必要对各电感电流进行闭环控制。由于该电流源逆变器的控制对象是负载电流，所以对各电感电流的直接闭环控制可以实现对负载电流的间接控制。采用的技术是载波交错单极性倍频调制。对于单台单极性倍频PWM逆变器，只需对分裂电感中的一个电感电流进行闭环控制即可。而对于多台单极性倍频PWM逆变器交错并联，为了实现各路电感电流均流，需要合理的闭环控制策略。
一方面，本申请提供一种全桥逆变器电感电流控制方法，具体包括如下步骤：
三角载波和两个相互错开的正弦调制波分别交截，得到驱动信号。
利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位。
根据所述电位以及通过低通滤波器对电压调节以及电路调节，得到逆变电压反馈值。
根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
具体的，三角载波和两个相互错开的正弦调制波分别交截，得到驱动信号包括以下步骤：
波形发生器发出三角载波；
全桥逆变器设有波形发生器，所述波形发生器按照下式发出所述三角载波vc：
当-π+θc≤ωct≤θc时，
Figure BDA0002596317510000051
当θc≤ωct≤θc+π时，
Figure BDA0002596317510000052
其中，ωc为三角载波的角频率；θc为三角载波的相移。
三角载波充当载波，所述三角载波为等腰三角波，由于等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系且左右对称，当三角载波与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如果在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲。
波形调制装置发出正弦调制波；
全桥逆变器设有波形调制装置，所述波形调制装置按照下式发出所述正弦调制波vm：
vm＝Mcos(ω1t-θ1)；
其中，ω1为正弦调制波的角频率；θ1为正弦调制波的相移，M表示正弦调制波与三角载波的幅值调制比。
波形调制装置发出调制信号，将携带信息的所述调制信号去改变三角载波的某一个或几个参数，所述调制信号就调制到三角载波上，即得到正弦调制波。其中以三角载波周期谷点时刻调制波瞬时值为整个载波周期内调制波的幅值。
将三角载波和两个相互错开角度的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；
采用自然采样法，设x＝ωct，y＝ω1t，则可以计算得到正弦波和三角波的交点x：
Figure BDA0002596317510000053
三角载波与所述正弦调制波交截，将三角载波与所述正弦调制波比较，每个周期存在两个交点，第一个交点改变一次，第二个交点再变回去，这样即可生成控制开关管的驱动信号。
调制信号波为正弦波时，三角载波与正弦调制波交截，得到SPWM波，SPWM在PWM基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规律排列，输出波形经过适当的滤波就可以做到正弦波输出。
利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位。
将得到的所述驱动信号中的0，1信号驱动开关管，通过驱动开关管对桥臂中点相对于电源中点的电位取样，即得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；
利用双重傅里叶积分可以得到单相半桥逆变器桥臂输出电压数学表达式：
Figure BDA0002596317510000061
定义Q1，Q2组成的桥臂载波和调制波的相移θc1、θ11均为0，那么由Q3，Q4组成的右半桥臂载波的相移θc2为0，调制波的相移θ12为π，其中m和n为双重傅里叶展开式参数。
其中所述两个桥臂中点相对于电源中点的电位根据下式计算得到：
当组成的桥臂载波和调制波的相移θc1、θ11均为0时，左桥臂中点相对于电源中点的电位u1为：
Figure BDA0002596317510000062
当组成的右半桥臂载波的相移θc2为0，调制波的相移θ12为π时，右桥臂中点相对于电源中点的电位u2为：
Figure BDA0002596317510000063
在实际应用中，引用的三角载波是固定频率，固定幅值的三角波，而引用的正弦调制波是输出频率相同、幅值不超过三角波的正弦波；正弦调制波在不同相位角时其值不同，与三角载波所得脉冲宽度也不同，当正弦调制波频率变化和幅值变化时，各个脉冲宽度也相应发生变化。将正弦调制波与三角载波比较，输出一系列脉宽按正弦规律变化的波即SPWM波，用来控制桥式逆变器的开关管，根据频谱分析结果，输出波形中除与调制波相同频率的波形幅值较大外，其余的谐波含量主要为与三角载波频率相关的高次谐波，最低为三角载波频率的2倍，由于三角载波频率较高，比较容易滤除。
在实际应用中，仿真过程的仿真时间和三角载波的周期是同步的，因此用占空比数据和三角载波比较就得到了开关时间。
根据所述电位以及通过低通滤波器对电压调节以及电路调节，得到逆变电压反馈值。
所述逆变电压反馈值根据下式得到：
Figure BDA0002596317510000071
全桥逆变器在奇数次载波频率附近的谐波完全被抵消，以及不存在全部偶数次的边频带谐波，所述输出桥臂电压只包括偶数次载波频率附近的奇数次边频带谐波。
通过改变了调制脉冲方式，脉冲时间占空比按正弦规律排列，输出电压波形为正弦波，通过调节占空比来实现调节逆变电压。
根据得到电位u1与u2后，通过低通滤波器和电压电路调节器调节能够得到逆变电压反馈值。
根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
具体包括以下步骤：
所述内环电流反馈调节，通过比例积分调整和电流负反馈，使逆变器电流输出恒定；
所述外环电压反馈调节，通过比例积分调整，使电压反馈信号与参考电压、逆变电压反馈值进行对比；
通过电压负反馈使逆变器电压输出恒定；逆变器电流和电压输出恒定，固化电流反馈、电压反馈的调整参数，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
电流内环控制是为了跟踪指令电流，减少网侧谐波；电压外环控制是为了稳定侧电压。其在本申请提出的技术方案中使用PI(比例积分)调节技术进行调节。主要原理是通过调节指令电流的复制来达到电压的控制目的。
将电压调节器GV和电流调节器GI均设计为PI调节器，
Figure BDA0002596317510000081
Figure BDA0002596317510000082
其中，kp为比例系数，ki为PI参数；
在实际应用中，电流内环调节器的传递函数转折频率可为500Hz，kp2为0.1，ki2为50，则电流内环PI调节器的传递函数为：
Figure BDA0002596317510000083
Figure BDA0002596317510000084
其中S为开关函数；
取kp1为3000，ki1为0.06，RC(负载)为100Ω，C(电流侧电容)为10μF，穿越频率为500Hz，则电压外环的传递函数为：
Figure BDA0002596317510000085
在实际过程中，在内环控制完好的情况下，如果侧电流产生较大波动，可能是PI参数值过大引起的，如果侧电压无法跟踪给定，可能是PI参数值过小引起的。
双闭环控制系统由外环电压环和内环电流环组成，电压外环跟踪逆变器输出电压，达到稳定输出的目的；电流内环实时监测电感电流，对扰动做出快速反应，提高系统的暂态性能及抗干扰能力。
图3为本申请实施例全桥逆变器的电流电压双极闭环控制框图。所述电流电压双极闭环控制包括：电压采样，低通滤波调节和电压调节；具体步骤为对H桥各逆变器的电压采样得到输出桥臂电压，所述输出桥臂电压通过低通滤波和PI控制器调节得到逆变电压反馈值，将逆变电压反馈值作用到参考正弦信号上，结合电压电流双闭环调节器，调节逆变器的输出电压，使逆变器的输出电压等于负载电压，因此任意两逆变器之间的压差为零，可以使各逆变器之间的系统环流为零，从而实现逆变器并联均流控制。
在实际应用中，全桥逆变器电感电流控制方法可为：当正弦调制波Us＞三角载波Uc时，VT1，VT2，VT3，VT4为晶闸管，VT1导通，VT4关断，输出电压+Ud，当Us＜Uc时，VT4导通，VT1关断，输出电压-Ud，-Us＞Uc时，VT2导通，VT3关断，输出电压+Ud，-Us＜Uc时，VT3导通，VT2关断，输出电压-Ud；
例：t1-t2时间段：
Us<Uc，VT4导通，VT1关断；-Us<Uc，VT3导通，VT2关断，因此，VT3与VT4导通，输出电压UAB＝0V；
t3-t4时间段：
Us>Uc，VT1导通，VT4关断，-Us<Uc，VT3导通，VT2关断，因此，VT1与VT3导通，输出电压UAB＝Ud；
t5-t6时间段：
Us>Uc，VT1导通，VT4关断，-Us>Uc，VT2导通，VT3关断，因此，VT1与VT2导通，输出电压UAB＝0；
t7-t8时间段：
-Us>Uc，VT2导通，VT3关断，Us<Uc，VT4导通，VT1关断，因此，VT2与VT4导通，输出电压UAB＝-Ud。
可选的，N台全桥逆变器交错并联，所述逆变器中2N-1路采用电流反馈闭环控制，所述逆变器中没有参与闭环控制的一路的调制信号选取H桥的对角侧任意一路的调制波，所述逆变器将所述调制波传输至电压电流双闭环调节器，所述电压电流双闭环调节器根据所述逆变电压反馈值调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压，其中，外环电压调节方式相同。
在实际应用中，N台全桥逆变器交错并联，N台逆变器的输出电流汇集在一起构成总的负载电流，根据每个回路输出电流的不同，内环电流的调节方式与总负载电流幅值成线性关系。
在本申请提出的技术方案中，电压U1与电压U2间的阻抗为
Figure BDA0002596317510000091
当负载终端正常测量最大电流为I总时，需配置N个H桥逆变器，N的取值方法为：将I总/I1的比值取整后加1。
图4为现有技术中控制四个电感电流的控制策略图。采用如图4的控制策略，其中iL1、iL1'共用三角载波1。由于单极性倍频SPWM调制方式的实质是采用一组极性相反的参考正弦波与双向三角形载波交截产生功率开关驱动信号，iL1、iL1'两者调制波则是互为反向的关系。
图5为采用图3控制四个电感电流控制策略的仿真波形图；图6为采用图3控制四个电感电流控制策略的实验波形图。同样iL2和iL2'共用三角载波2，调制波为互为反向。所述控制策略是对四个电感电流都加以闭环，在理想状态四路电感电流采样系数及控制参数都一样的情况下是可以实现均流控制。而在实际电路中各电感电流采样系数或控制参数会有偏差，实际电流iL1+iL2＝iL1'+iL2',假如对四路电感电流都进行独立闭环控制，给定的基准一样，就会出现控制不解耦。而这种不解耦的控制会反映在调制波中，会造成调制波中存在直流分量，从而减小直流电压利用率，甚至影响输出电流波形质量。iL1、iL2的调制波ur1和ur2以及负载电流i0的仿真波形如图5与图6所示，可见调制波ur1和ur2中存在着大量的直流分量。
如图7所示，为本申请实施例提供的一种全桥逆变器电感电流控制策略图，利用iL1'的调制波在反向之前的信号，Q3、Q4、Q3'、Q4'来控制iL1'，利用并联的两个模块之间的四个开关管相互调节调节，调节iL1'和iL2'使两者均流。图8为采用图6策略控制电感电流的4回路电压仿真波形图；图9为采用图6策略控制电感电流的2回路电压仿真波形图。
iL1'对应的调制波50Hz的分量为零，所述调制波与三角载波交截出的四个开关管的开关信号占空比均为恒定0.5，只有iL1与iL2调制波的基波是50Hz正弦波。本申请实施例提供的一种全桥逆变器电感电流控制的直流电压利用率为
Figure BDA0002596317510000101
在相同调制比下，则有a'＝a/2，此方法的仿真波形如图8与图9所示。通过仿真实验证实在该控制方式下系统均流效果较为理想，系统环流较小，且负载电流谐波含量也较少。
在实际应用中，对于N台全桥逆变器交错并联，至少采用2N-1路电流反馈闭环控制才能使电感电流稳定，且2N-1路反馈闭环控制为最佳解耦控制。且没有参与闭环控制的一路的调制信号应该选取H桥的对角侧任意一路的调制波，而选择同侧的调制波则会降低直流电压利用率。采用这种最佳解耦控制后负载电流的谐波得到明显优化，谐波含量少。
另一方面本申请提供一种全桥逆变器电感电流控制装置，包括：N个逆变器控制模块；其中，每一个逆变器控制模块包括一个H桥和一个低通滤波器。
所述低通滤波器包括2个电感线圈、1个电容器及负载终端，所述电感线圈和负载终端是串联关系，负载终端和电容器是并联关系；2个电感线圈、1个电容器和负载终端构成谐振电路；所述低通滤波器还包括PI调节器。
在实际应用中，所述低通滤波器被配置为执行如下步骤：
三角载波和两个相互错开的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；
利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；
根据所述电位以及通过低通滤波器对电压调节以及电路调节，得到逆变电压反馈值；
根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
在实际应用中，全桥逆变器电感电流控制装置包括N个H桥，N个低通滤波器；低通滤波器中的电感线圈和负载终端是串联关系，负载终端和电容器是并联关系；电感线圈、电容器以及负载终端构成谐振电路。全桥逆变器电感电流控制装置操作步骤为逆变器中的波形发生器发出三角载波，逆变器中的波形调制装置发出正弦调制波，低通滤波器接收到三角载波与正弦调制波，将三角载波和正弦调制波交截得到驱动信号，低通滤波器利用驱动信号来控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位，低通滤波器根据得到的电位分别对电压和电路进行调节，得到逆变电压反馈值，低通滤波器根据逆变电压反馈值结合PI调节器对逆变器输出电压进行调节，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
由以上技术方案可知，本申请提供一种全桥逆变器电感电流控制方法以及装置，所述方法包括，三角载波和两个相互错开角度的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；根据所述电位以及通过低通滤波器对电压调节以及电路调节，得到逆变电压反馈值；根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。本申请提供的全桥逆变器电感电流控制方法能够实现全桥逆变器电感电流的均流控制，系统稳定性得以提高。
本申请提供的实施例之间的相似部分相互参见即可，以上提供的具体实施方式只是本申请总的构思下的几个示例，并不构成本申请保护范围的限定。对于本领域的技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下依据本申请方案所扩展出的任何其他实施方式都属于本申请的保护范围。

Claims (11)

1.一种全桥逆变器电感电流控制方法，其特征在于，具体包括如下步骤：
三角载波和两个相互错开的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；
利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；
根据所述电位以及通过低通滤波器对电压以及电路调节，得到逆变电压反馈值；
根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
2.根据权利要求1所述的一种全桥逆变器电感电流控制方法，其特征在于，所述全桥逆变器设有波形发生器，所述波形发生器按照下式发出所述三角载波vc：
当-π+θc≤ωct≤θc时，
Figure FDA0002596317500000011
当θc≤ωct≤θc+π时，
Figure FDA0002596317500000012
其中ωc为三角载波的角频率；θc为三角载波的相移。
3.根据权利要求1所述的一种全桥逆变器电感电流控制方法，其特征在于，所述全桥逆变器设有波形调制装置，所述波形调制装置按照下式发出所述正弦调制波vm：
vm＝M cos(ω1t-θ1)；
其中，ω1为正弦调制波的角频率；θ1为正弦调制波的相移，M表示正弦调制波与三角载波的幅值调制比。
4.根据权利要求1所述的一种全桥逆变器电感电流控制方法，其特征在于，所述两个桥臂中点相对于电源中点的电位根据下式得到：
当组成的左半桥臂载波和调制波的相移θc、θ1均为0时，左半桥臂电位u1为：
Figure FDA0002596317500000013
当组成的右半桥臂载波的相移θc为0，调制波的相移θ1为π时，右半桥臂电位u2为：
Figure FDA0002596317500000014
5.根据权利要求1所述的一种全桥逆变器电感电流控制方法，其特征在于，所述逆变电压反馈值，根据下式得到：
Figure FDA0002596317500000015
6.根据权利要求1所述的一种全桥逆变器电感电流控制方法，其特征在于，所述根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压的步骤包括：
通过比例积分调整和电流负反馈，使逆变器电流输出恒定；
通过比例积分调整，使电压反馈信号与参考电压、逆变电压反馈值进行对比；
通过电压负反馈使逆变器电压输出恒定；
逆变器电流和逆变器电压输出恒定，固化电流反馈以及电压反馈的调整参数，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
7.根据权利要求1所述的一种全桥逆变器电感电流控制方法，其特征在于，N台全桥逆变器交错并联，所述逆变器中2N-1路采用电流反馈闭环控制，具体控制步骤如下：
所述逆变器中没有参与闭环控制的一路的调制信号选取H桥的对角侧任意一路的调制波，所述逆变器将所述调制波传输至电压电流双闭环调节器；
所述电压电流双闭环调节器根据所述逆变电压反馈值调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压；其中，外环电压调节方式相同。
8.根据权利要求1所述的一种全桥逆变器电感电流控制方法，其特征在于，电压U1与电压U2间的阻抗为
Figure FDA0002596317500000021
当负载终端正常测量最大电流为I总时，需配置N个H桥逆变器，N的取值方法为：将I总/I1的比值取整后加1。
9.一种全桥逆变器电感电流控制装置，其特征在于，包括：N个逆变器控制模块；其中，每一个逆变器控制模块包括一个H桥和一个低通滤波器。
10.根据权利要求9所述的一种全桥逆变器电感电流控制装置，其特征在于，所述低通滤波器包括2个电感线圈、1个电容器及负载终端，所述电感线圈和负载终端是串联关系，负载终端和电容器是并联关系；2个电感线圈、1个电容器和负载终端构成谐振电路；所述低通滤波器还包括PI调节器。
11.根据权利要求9所述的一种全桥逆变器电感电流控制装置，其特征在于，所述低通滤波器被配置为执行如下步骤：
三角载波和两个相互错开的正弦调制波分别交截，得到驱动信号；
利用所述驱动信号控制桥臂上的开关管，得到两个桥臂中点相对于电源中点的电位；
根据所述电位以及通过低通滤波器对电压以及电路调节，得到逆变电压反馈值；
根据所述逆变电压反馈值结合电压电流双闭环调节器，内环电流反馈调节以及外环电压反馈调节，调节逆变器的输出电压，使得所述逆变器的输出电压等于负载电压。
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