CN115001301A - 一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑及脉宽调制方法 - Google Patents

一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑及脉宽调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑及脉宽调制方法，属于电力电子功率变换技术领域。所述拓扑包括依次连接的带有箝位电容的推挽正激式高频逆变结构、高频变压器、后级四桥臂矩阵变换器和输出LC型滤波器；所述拓扑通过引入箝位电容来抑制所有开关管的过电压尖峰；所述脉宽调制方法包括SPWM信号生成方式方法、解构复建方法、和第四桥臂独立控制方法，能够实现拓扑中前级开关管的ZCS开通以及ZVS关断、后级开关管的ZVS开通以及ZVS关断，能够降低开关管在高频状态工作时的开关损耗；同时在不平衡工况下，所述拓扑能够输出三相平衡电压。本发明能够实现两级功率变换，具有电路效率高、控制方法简单等优点。

Description

一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑及脉宽调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子功率变换技术领域，尤其是一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑及脉宽调制方法。
背景技术
逆变器是一种把直流电能转换成交流电能的拓扑装置。高频链逆变器采用高频变压器替代工频变压器克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式逆变器的变换过程有DC/HFAC/LFAC三种功率特征，其中，HFAC：高频交流，LFAC：低频交流。可知此类逆变器中出现了DC/AC即直流/交流逆变环节，该环节位于变压器原边，又出现了AC/AC即交流/交流变换环节，该环节也常称为周波变换器或矩阵变换器环节，位于变压器副边。矩阵变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。
发明专利“一种单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法”(CN201710821717.6)，提出了单相推挽正激型高频链矩阵式变换器拓扑结构和与之相匹配的调制方案，前级通过一个箝位电容将正激变换器和推挽变换器结合在一起，集合了二者的优点，同时又克服了二者的缺点。但由于拓扑结构的限制，只能应对单相负载。本文提出的软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑后级采用的是三相四桥臂矩阵变换器，故可应对三相不平衡负载。
为满足实际生活中经常出现的不平衡工况，提出了推挽正激型三相四桥臂高频链矩阵逆变器，通过增加第四桥臂，当系统接入三相不平衡负载时，可以控制第四桥臂的开关管为零序电流提供流通路径，从而输出三相平衡电压。
由于高频变压器漏感的存在，高频链矩阵式逆变器换流时，在高频变压器副边矩阵变换器的功率管上产生较大的电压过冲，因此高频变压器副边矩阵/周波变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大范围推广的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略：①通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；②单极性和双极性移相控制策略借助周波变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的ZVS，但存在换流重叠时间不易控制等问题；③在前级逆变器引入串联谐振电路来实现功率管的软换流，此时要求功率管切换发生在零电流时刻，且控制输出能量需要判断谐振电路谐振工作状态，使得控制方式复杂。
然而，上述策略虽然能够实现安全换流，但造成逆变器的调制和控制更为复杂，导致系统可靠性降低以致影响了该类变换器的推广使用。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑及脉宽调制方法，能够实现拓扑中所有开关管的软开关，减小逆变器输出共模电压，降低开关管损耗，提高变换器的效率，通过第四桥臂实现不平衡工况条件下三相输出电压的平衡，并且使调制过程更加简单，使高频变压器更易于推广使用。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑，包括依次连接的带有箝位电容的推挽正激式高频逆变结构、高频变压器、三相四桥臂矩阵变换器、输出LC型滤波器和三相不平衡负载；
所述带有箝位电容的推挽正激式高频逆变结构包括直流输入电压Vdc、可控开关管S1、可控开关管S2和电容Cs；
高频变压器T包括原边和副边，原边包括线圈N11和线圈N12，副边包括线圈N2；
所述三相四桥臂矩阵变换器包括第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，应对不平衡工况的第四桥臂；
第一桥臂包括可控开关管Sa1、可控开关管Sa4、可控开关管Sa2和可控开关管Sa3，第二桥臂包括可控开关管Sb1、可控开关管Sb4、可控开关管Sb2和可控开关管Sb3，第三桥臂包括可控开关管Sc1、可控开关管Sc4、可控开关管Sc2和可控开关管Sc3构成，第四桥臂包括可控开关管Sd1、可控开关管Sd4、可控开关管Sd2和可控开关管Sd3；
所述LC型滤波器包括第一电感La、第二电感Lb、第三电感Lc、第四电感Ld、第一电容Ca、第二电容Cb和第三电容Cc；
所述三相不平衡负载包括负载Ra、负载Rb和负载Rc，负载参数不同。
本发明技术方案的进一步改进在于：直流输入电压Vdc的正极分别与可控开关管S1的集电极、线圈N12一端相连，直流输入电压Vdc的负极分别与可控开关管S2的发射极、线圈N11一端相连；可控开关管S1的发射极分别与箝位电容Cs一端、线圈N11另一端相连；可控开关管S2的集电极分别与箝位电容Cs另一端、线圈N12另一端相连；
高频变压器T副边N2的一端分别与可控开关管Sa1的集电极、可控开关管Sb1的集电极、可控开关管Sc1的集电极、可控开关管Sd1的集电极相连，高频变压器T副边N2的另一端分别与可控开关管Sa3的集电极、可控开关管Sb3的集电极、可控开关管Sc3的集电极、可控开关管Sd3的集电极相连；可控开关管Sa1的发射极与可控开关管Sa4的发射极相连，可控开关管Sb1的发射极与可控开关管Sb4的发射极相连，可控开关管Sc1的发射极与可控开关管Sc4的发射极相连，可控开关管Sd1的发射极与可控开关管Sd4的发射极相连；
可控开关管Sa2的发射极与可控开关管Sa3的发射极相连，可控开关管Sb2的发射极与可控开关管Sb3的发射极相连，可控开关管Sc2的发射极与可控开关管Sc3的发射极相连，可控开关管Sd2的发射极与可控开关管Sd3的发射极相连；
可控开关管Sa4的集电极与可控开关管Sa2的集电极相连后与第一电感La一端相连，第一电感La另一端与第一电容Ca一端、负载Ra一端相连，负载Ra另一端分别与负载Rb、负载Rc另一端相连；第一电容Ca另一端分别与第二电容Cb、第三电容Cc另一端相连；负载Ra、负载Rb、负载Rc中性点和第一电容Ca、第二电容Cb、第三电容Cc中性点相连；
可控开关管Sb4的集电极与可控开关管Sb2的集电极相连后与第二电感Lb一端相连，第二电感Lb另一端与第二电容Cb、负载Rb一端相连；
可控开关管Sc4的集电极与可控开关管Sc2的集电极相连后与第三电感Lc一端相连，第三电感Lc另一端与第三电容Cc、负载Rc一端相连；
可控开关管Sd4的集电极与可控开关管Sd2的集电极相连后与第四电感Ld一端相连，第四电感Ld另一端与第一电容Ca、第二电容Cb、第三电容Cc、负载Ra、负载Rb、负载Rc另一端相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：包括SPWM信号生成方法、解构复建方法和第四桥臂独立控制方法。
本发明技术方案的进一步改进在于：SPWM信号生成方法生成6路脉宽调制信号SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4、SPWM5、SPWM6，具体包括以下步骤：
A1、给定期望输出的平衡的三相正弦信号；
A2、三相正弦信号和锯齿载波比较生成互补的SPWM1和SPWM2、互补的SPWM3和SPWM4、互补的SPWM5和SPWM6。
本发明技术方案的进一步改进在于：解构复建方法具体包括以下步骤：
B1、SPWM2、SPWM4、SPWM6通过“与”逻辑生成信号A；SPWM2、SPWM4、SPWM6通过“或”逻辑生成信号B；
B2、信号A进行二分频得到V1并取反生成
Figure BDA0003644904340000051
同时信号B也进行二分频并取反生成V2、
Figure BDA0003644904340000052
B3、V1和
Figure BDA0003644904340000053
进行“与非”逻辑获得中间信号Vm，V2和
Figure BDA0003644904340000054
进行“与非”逻辑获得中间信号Vp；
B4、对Vm取反获得前级可控开关管S1的驱动信号以及对Vp取反获得前级可控开关管S2的驱动信号；
B5、中间信号Vp和6路SPWM调制信号进行“或”逻辑生成前三桥臂开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2、Sc2的驱动信号，中间信号Vm和6路SPWM调制信号进行“或”逻辑生成前三桥臂开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sa4、Sb4、Sc4的驱动信号。
本发明技术方案的进一步改进在于：三相四桥臂矩阵变换器第四桥臂的控制与前三桥臂相互独立，第四桥臂独立控制方法具体包括以下步骤：
C1、采样三相不平衡负载的相电压，对三相相电压求和并乘放大系数，从而得到第四桥臂的调制信号；
C2、第四桥臂的调制信号与载波相比较后产生互补的调制信号PWM7、PWM8；
C3、中间信号Vp分别和PWM7、PWM8信号进行“或”逻辑生成第四桥臂开关管Sd1、Sd2的驱动信号，中间信号Vm分别和PWM7、PWM8信号进行“或”逻辑生成第四桥臂开关管Sd3、Sd4的驱动信号。
本发明技术方案的进一步改进在于：在所述脉宽调制方法控制下，可控开关管S1、可控开关管S2交替导通，且可控开关管S1和可控开关管S2的驱动之间自带死区；当可控开关管S1导通且可控开关管S2关断时，前级电路向后级输出正电压；当可控开关管S2导通且可控开关管S1关断时，前级电路向后级输出负电压；当可控开关管S1和可控开关管S2都关断时，前级电路向后级输出零电压。
本发明技术方案的进一步改进在于：前级开关管的驱动信号特征与单相推挽正激型高频链矩阵式变换器调制方法下的前级开关管驱动信号特征不同。
本发明技术方案的进一步改进在于：当前级电路向后级输出正电压时，正组开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sd1、Sa2、Sb2、Sc2、Sd2处于高频调制状态，负组开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sd3、Sa4、Sb4、Sc4、Sd4则全部导通；当前级电路向后级输出负电压时，负组开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sd3、Sa4、Sb4、Sc4、Sd4处于高频调制状态，正组开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sd1、Sa2、Sb2、Sc2、Sd2则全部导通；当前级电路向后级传输零电压时，后级矩阵变换器开关管全部开通进入续流状态。
本发明技术方案的进一步改进在于：在不平衡工况下能够借助箝位电容来吸收变压器漏感的能量，实现前级开关管的ZCS开通以及ZVS关断，并且使开关管两端的电压应力处于[0,2Vdc]，所述脉宽调制方法在变压器原副边产生了零电压时刻，能够使后级开关管实现ZVS开通以及ZVS关断；并且由于前级开关管S1和S2驱动信号等宽驱动，变压器原副边电流和箝位电容两端的电压电流连续且平滑；而单相的推挽正激型高频链矩阵逆变器由于前级开关管S1和S2驱动信号按正弦规律变化，导致变压器原副边电流和箝位电容两端的电压电流也按二倍工频的正弦脉动。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
1、本发明抑制了前后级所有开关管两端的过电压应力，提高了电路的可靠性。
2、本发明无需借助辅助电路与高频变压器副边矩阵变换器的重叠换流即可实现高频变压器副边矩阵变换器的ZVS软换流，并且软换流实施方案不受负载限制。
3、本发明在任意时刻高频变压器副边矩阵变换器同一桥臂仅有一个功率管处于关断状态，并且功率开关管半个周期处于导通状态，另半个周期处于方波调制状态，因此本发明在降低功率管开关频率的同时还能减小功率管的开关损耗。
4、本发明增加的第四桥臂只与不平衡电流有关，与前三桥臂的控制相互独立、互不干扰，提高了控制系统的兼容性，且该控制方法简单易行，能够补偿不平衡负载对电路的影响，使三相四桥臂逆变器在不平衡工况输出三相平衡电压。
5、本发明的调制方法控制简单，实施过程简便，能够有效提升整机效率和系统可靠性，有助于变换器的广泛推广，尤其适于新能源发电和电机控制等领域使用。
6、本发明可以很好地实现直流侧与交流侧的电气隔离和调节电压比的功能，不仅体积小、重量轻，还有高频变压器磁芯双向对称磁化、占空比调节可大于0.5、输入电流纹波小，故在低压大电流的场合中应用广泛。
附图说明
图1是本发明中软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑图；
图2是本发明逆变器的高频周期内工作状态原理波形图；
图3是高频变压器副边矩阵变换器在电压型解结耦原理图；
图4是本发明逆变器的一个高频周期内的模态电路图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明：
如图1所示，一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑，包括依次连接的带有箝位电容的推挽正激式高频逆变结构、高频变压器、三相四桥臂矩阵变换器(简称为矩阵变换器)、LC型滤波器和三相不平衡负载；
所述带有箝位电容的推挽正激式高频逆变结构包括直流输入电压Vdc、可控开关管S1、可控开关管S2和电容Cs；
所述高频变压器T包括原边和副边，原边包括线圈N11和线圈N12，副边包括线圈N2；
所述三相四桥臂矩阵变换器包括可控开关管Sa1、可控开关管Sa2、可控开关管Sa3、可控开关管Sa4、可控开关管Sb1、可控开关管Sb2、可控开关管Sb3、可控开关管Sb4、可控开关管Sc1、可控开关管Sc2、可控开关管Sc3、可控开关管Sc4、可控开关管Sd1、可控开关管Sd2、可控开关管Sd3和可控开关管Sd4；
所述LC型滤波器包括第一电感La、第二电感Lb、第三电感Lc、第四电感Ld、第一电容Ca、第二电容Cb、第三电容Cc、负载Ra、负载Rb和负载Rc；
直流输入电压Vdc的正极分别与可控开关管S1的集电极、线圈N12一端相连，直流输入电压Vdc的负极分别与可控开关管S2的发射极、线圈N11一端相连；可控开关管S1的发射极分别与箝位电容Cs一端、线圈N11另一端相连；可控开关管S2的集电极分别与箝位电容Cs另一端、线圈N12另一端相连；
高频变压器T副边N2的一端分别与可控开关管Sa1的集电极、可控开关管Sb1的集电极、可控开关管Sc1的集电极、可控开关管Sd1的集电极相连，高频变压器T副边N2的另一端分别与可控开关管Sa3的集电极、可控开关管Sb3的集电极、可控开关管Sc3的集电极、可控开关管Sd3的集电极相连；可控开关管Sa1的发射极与可控开关管Sa4的发射极相连，可控开关管Sb1的发射极与可控开关管Sb4的发射极相连，可控开关管Sc1的发射极与可控开关管Sc4的发射极相连，可控开关管Sd1的发射极与可控开关管Sd4的发射极相连；可控开关管Sa2的发射极与可控开关管Sa3的发射极相连，可控开关管Sb2的发射极与可控开关管Sb3的发射极相连，可控开关管Sc2的发射极与可控开关管Sc3的发射极相连，可控开关管Sd2的发射极与可控开关管Sd3的发射极相连；
可控开关管Sa4的集电极与可控开关管Sa2的集电极相连后与第一电感La一端相连，第一电感La另一端与第一电容Ca一端、负载Ra一端相连，负载Ra另一端分别与负载Rb、负载Rc另一端相连；第一电容Ca另一端分别与第二电容Cb、第三电容Cc另一端相连；负载Ra、负载Rb、负载Rc中性点和第一电容Ca、第二电容Cb、第三电容Cc中性点相连。
可控开关管Sb4的集电极与可控开关管Sb2的集电极相连后与第二电感Lb一端相连，第二电感Lb另一端与第二电容Cb、负载Rb一端相连。
可控开关管Sc4的集电极与可控开关管Sc2的集电极相连后与第三电感Lc一端相连，第三电感Lc另一端与第三电容Cc、负载Rc一端相连。
可控开关管Sd4的集电极与可控开关管Sd2的集电极相连后与第四电感Ld一端相连，第四电感Ld另一端与第一电容Ca、第二电容Cb、第三电容Cc、负载Ra、负载Rb、负载Rc另一端相连。
一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法包括SPWM信号生成方法、解构复建方法和第四桥臂独立控制方法。
SPWM信号生成方法生成6路脉宽调制信号SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4、SPWM5、SPWM6，具体包括以下步骤：
A1、给定期望输出的平衡的三相正弦信号；
A2、三相正弦信号和锯齿载波比较生成互补的SPWM1和SPWM2、互补的SPWM3和SPWM4、互补的SPWM5和SPWM6。
解构复建方法具体包括以下步骤：
B1、SPWM2、SPWM4、SPWM6通过“与”逻辑生成信号A；SPWM2、SPWM4、SPWM6通过“或”逻辑生成信号B；
B2、信号A进行二分频得到V1并取反生成
Figure BDA0003644904340000091
同时信号B也进行二分频并取反生成V2、
Figure BDA0003644904340000092
B3、V1和
Figure BDA0003644904340000093
进行“与非”逻辑获得中间信号Vm，V2和
Figure BDA0003644904340000094
进行“与非”逻辑获得中间信号Vp；
B4、对Vm取反获得前级可控开关管S1的驱动信号以及对Vp取反获得前级可控开关管S2的驱动信号；
B5、中间信号Vp和6路SPWM调制信号进行“或”逻辑生成前三桥臂开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2、Sc2的驱动信号，中间信号Vm和6路SPWM调制信号进行“或”逻辑生成前三桥臂开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sa4、Sb4、Sc4的驱动信号。
三相四桥臂矩阵变换器第四桥臂的控制与前三桥臂相互独立，第四桥臂独立控制方法具体包括以下步骤：
C1、采样三相不平衡负载的相电压，对三相相电压求和并乘放大系数，从而得到第四桥臂的调制信号；
C2、第四桥臂的调制信号与载波相比较后产生互补的调制信号PWM7、PWM8；
C3、中间信号Vp分别和PWM7、PWM8信号进行“或”逻辑生成第四桥臂开关管Sd1、Sd2的驱动信号，中间信号Vm分别和PWM7、PWM8信号进行“或”逻辑生成第四桥臂开关管Sd3、Sd4的驱动信号。
论文“高频链三相四桥臂矩阵逆变器及其桥臂控制”提出一种高频链三相四桥臂矩阵逆变器拓扑结构，前级采用H桥高频逆变结构，而本发明提出的软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑，前级采用推挽正激高频逆变结构，相比较于H桥高频逆变结构，推挽正激高频逆变结构所用开关管数量减少一半。并且对比文件所提出的第四桥臂控制方法中加入了对第四桥臂电感电流的采样及控制，稍微增加了控制的复杂性，而本文仅仅对输出三相相电压进行采样及控制，控制方式实现起来较简便。
所述脉冲调制方法可使所述可控开关管S1、可控开关管S2组成的桥臂交替导通，且可控开关管S1和可控开关管S2的驱动之间自带死区；当可控开关管S1导通且可控开关管S2关断时，前级电路向后级输出正电压；当可控开关管S2导通且可控开关管S1关断时，前级电路向后级输出负电压；当可控开关管S1和可控开关管S2都关断时，前级电路向后级输出零电压。矩阵变换器第四桥臂的控制与前三桥臂相互独立，使其在整个系统接入不平衡负载引起不平衡电流时提供了流通路径，从而输出平衡的三相电压。
前级开关管驱动信号近似等宽驱动，而在发明专利“一种单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法”(CN201710821717.6)中，前级开关管驱动信号按正弦规律变化，这样一方面可以减小相邻周期内由于开关管导通时间不一致所带来的高频变压器偏磁问题以及箝位电容的损耗，另一方面可以通过优化死区时间来减少箝位电容的充电过程来提高整体效率；并且此调制方法与拓扑相结合，能够实现开关管的软开关，并且使开关管两端的电压应力抑制在0与2Vdc之间；三相四桥臂矩阵变换器分解成正负两组电压型逆变器。当前级电路向后级输出正电压时，正组开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sd1、Sa2、Sb2、Sc2、Sd2处于高频调制状态，负组开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sd3、Sa4、Sb4、Sc4、Sd4则全部导通；当前级电路向后级输出负电压时，负组开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sd3、Sa4、Sb4、Sc4、Sd4处于高频调制状态，正组开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sd1、Sa2、Sb2、Sc2、Sd2则全部导通；当前级电路向后级传输零电压时，后级矩阵变换器开关管全部开通进入续流状态，可实现后级开关管的ZVS。
工作过程：
高频变压器原边推挽正激高频逆变器采用自带有死区的，互补的两路信号，将输入直流电压调制成双极性三态的高频交流电压波。将高频变压器副边矩阵变换器进行等效分解，从而将高频变压器传递的高频交流电压波转换成单极性的SPWM波。高频变压器副边矩阵变换器中开关管的开通与关断均是在高频变压器电压为零期间完成的，故可以实现开关管的零电压开关(ZVS)，并且能够实现高频变压器漏感与滤波电感电流的自然换流。
图2为本发明一个高频周期内工作状态原理波形图。图中S1和S2为高频变压器前级高频逆变器开关管的驱动信号，Sa1～Sa4、Sb1～Sb4、Sc1～Sc4、Sd1～Sd4为高频变压器后级矩阵变换器开关管的驱动信号。uN11、uN12为高频变压器原边绕组N11和N12两端的电压波形，iN11、iN12为流经高频变压器原边绕组N11和N12的电流。uCS为箝位电容CS两端的电压，iLf为流经滤波电感La、Lb或Lc的电流。由图2可以看出，前级开关管S1和S2是交替导通的，且调制方法自带死区；同时在前级死区时间内，高频变压器原边电压为零，为后级提供开关管正负组切换时间，可避免因打断高频变压器漏电流的流通路径而产生的过电压尖峰。
图3为高频变压器后级矩阵变换器的电路等效分解原理图。该调制方法使矩阵变换器等效分解成两个普通的电压型逆变器。当高频变压器输入电压为正时，正组逆变器的Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1、Sc2、Sd1、Sd2处于高频调制状态，负组逆变器的Sa3、Sa4、Sb3、Sb4、Sc3、Sc4、Sd3、Sd4处于导通状态；高频变压器输入电流信号为负时，负组逆变器的Sa3、Sa4、Sb3、Sb4、Sc3、Sc4、Sd3、Sd4处于高频调制状态，正组逆变器的Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1、Sc2、Sd1、Sd2处于导通状态。
图4为本发明软开关高频链四桥臂矩阵逆变器一个高频周期内的模态电路图。图(a)～(j)分别为下述工作模态1～10。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，逆变器工作在不平衡工况(A相负载＞B相负载＝C相负载)，根据工作原理，在一个高频周期内存在10个工作状态，具体模态分析如下：
(1)工作模态1[t0-t1]，t0时刻前S1、S2都不导通，高频变压器原边漏感和箝位电容谐振，输入电压Vdc通过回路Vdc-N12-CS-N11-Vdc向箝位电容充电，滤波电感La、Lb和Lc通过矩阵变换器续流。在t0时刻，前级开关管S1导通，电流流向如图4(a)所示，由于t0时刻之前开关管S1未流过电流，所以开关管S1为零电流开通，Vdc通过回路Vdc-S1-N11-Vdc加在线圈N11上，线圈N11上的电流迅速增加，高频变压器开始向后级传递能量；VCS通过回路CS-N12-S1-CS加在线圈N12上，CS充电，与线圈N12上的漏感进行谐振，线圈N12上的电流迅速减小，矩阵变换器中正组逆变器工作，负组逆变器中开关管均处于导通状态，滤波电感电流La、Lb和Lc开始线性上升。
(2)工作模态2[t1-t2]，t1时刻，变换器开始稳定工作，线圈N12上的电流下降为0。稳态时电流流向如图4(b)所示，两路电流均为同名端输入，Vdc并联在线圈N11两端，VCS并联在线圈N12两端，相当于两个单端正激电路的并联。本阶段内，S2上承受的电压应力最大，为Vdc+VCS≈2Vdc。矩阵变换器工作状态不变。
(3)工作模态3[t2-t3]，t2时刻，前级依旧保持上一工作状态，后级矩阵变换器开关管动作，Sc1由导通状态进入关断状态，Sc2由关断状态进入导通状态，Sd1由导通状态进入关断状态，Sd2由关断状态进入导通状态，由于开关管寄生电容的存在，Sc1、Sd1是零电压关断。C相电流流向由输入变为输出，如图4(c)所示。
(4)工作模态4[t3-t4]，t3时刻，前级功率开关管全部关断，进入死区时间，由于开关管寄生电容的存在，开关管S1是零电压关断。如图4(d)所示，由于Vdc直接加在N12上，故流经线圈N12的电流迅速减小过零并反向增大，此时流经线圈N11的电流大于流经线圈N12的电流，根据基尔霍夫电流定律，功率开关S2的反并联二极管自然导通。N11、S2的反并联二极管和CS组成续流回路，N11上的漏感与CS进行谐振，CS处于充电状态，同时由于S1的电压箝位在Vdc+VCS，因而降低了S1上的过电压应力。
同样由于流经线圈N12的电流要小于流经线圈N11的电流，而流经线圈N11的电流一路从同名端流入，流经线圈N12的电流从异名端流入，高频变压器还有能量向后级传递，但传递的能量逐步减少，直至t4时刻无能量传递。后级开关管在这一过程中全部开通，进入全“1”状态。滤波电感电流开始线性下降，进入续流状态，由于此阶段内后级矩阵变换器中开关管均处于导通状态，故没有打断漏感电流的流通路径，因此解决了解结耦策略存在的电压过冲问题。
(5)工作模态5[t4-t5]，t4时刻，高频变压器一次侧电流在Vdc-N12-CS-N11-Vdc构成的回路中形成环流，如图4(e)所示。在t4时刻，由于流经一次侧两个线圈的电流一路从同名端流入，一路从异名端流入，而且二者相等，因此没有能量传递至二次侧，且高频变压器原副边电压为零，输出滤波电感依旧处于续流状态。
(6)工作模态6[t5-t6]，t5时刻，前级开关管S2导通，电流流向如图4(f)所示，Vdc通过回路Vdc-N12-S2-Vdc加在线圈N12上，线圈N12上的电流迅速增加，高频变压器开始向后级传递能量；VCS通过回路CS-N11-S2-CS加在线圈N11上，CS充电，与线圈N11上的漏感进行谐振，线圈N11上的电流迅速减小，矩阵变换器中负组逆变器工作，正组逆变器中开关管均处于导通状态，滤波电感电流La、Lb和Lc开始线性上升。
(7)工作模态7[t6-t7]，t6时刻，变换器开始稳定工作，线圈N11上的电流下降为0。稳态时电流流向如图4(g)所示，两路电流均为同名端输出，Vdc并联在线圈N12两端，VCS并联在线圈N11两端，相当于两个单端正激电路的并联。本阶段内，S1上承受的电压应力最大，为Vdc+VCS≈2Vdc。矩阵变换器工作状态不变。
(8)工作模态8[t7-t8]，t7时刻，前级依旧保持上一工作状态，后级矩阵变换器开关管动作，Sc4由关断状态进入导通状态，Sc3由导通状态进入关断状态，Sd4由关断状态进入导通状态，Sd3由导通状态进入关断状态，由于开关管寄生电容的存在，Sc3、Sd3是零电压关断。C相电流流向由输入变为输出，如图4(h)所示。
(9)工作模态9[t8-t9]，t8时刻，前级功率开关管全部关断，进入死区时间。如图4(i)所示，此时流经线圈N11的电流迅速减小过零并反向增大，流经线圈N12的电流大于流经线圈N11的电流，根据基尔霍夫电流定律，功率开关S1的反并联二极管自然导通。N12、S1的反并联二极管和CS组成续流回路，N12上的漏感与CS进行谐振，CS处于充电状态，同时由于S2的电压箝位在Vdc+VCS，因而降低了S1上的过电压应力。同样后级开关管在这一过程中全部开通，进入全“1”状态。滤波电感电流开始线性下降，进入续流状态。
(10)工作模态10[t9-t10]，t9时刻，高频变压器一次侧电流在Vdc-N12-CS-N11-Vdc构成的回路中形成环流，如图4(j)所示。在t9时刻，由于流经一次侧两个线圈的电流一路从同名端流入，一路从异名端流入，而且二者相等，因此没有能量传递至二次侧，且高频变压器原副边电压为零，输出滤波电感依旧处于续流状态。
由以上工作过程可以看出，推挽正激型高频链四桥臂矩阵式逆变器中开关管上的过电压应力显著降低，电路稳定运行，并能在三相负载不平衡时提供三相平衡的输出电压。
综上所述，本发明提供一种功率变换等级少、调制简单的软开关推挽正激型高频链四桥臂矩阵式逆变器拓扑方案和与之相匹配的解构复建式脉宽调制方法，能够实现拓扑中所有开关管的软开关，减小逆变器输出共模电压，降低开关管损耗，提高变换器的效率，通过增加第四桥臂实现不平衡工况条件下三相输出电压的平衡，并且使调制过程更加简单，使变压器更易于推广使用。

Claims (10)

1.一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑，其特征在于：包括依次连接的带有箝位电容的推挽正激式高频逆变结构、高频变压器、三相四桥臂矩阵变换器、输出LC型滤波器和三相不平衡负载；
所述带有箝位电容的推挽正激式高频逆变结构包括直流输入电压Vdc、可控开关管S1、可控开关管S2和电容Cs；
高频变压器T包括原边和副边，原边包括线圈N11和线圈N12，副边包括线圈N2；
所述三相四桥臂矩阵变换器包括第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，应对不平衡工况的第四桥臂；
第一桥臂包括可控开关管Sa1、可控开关管Sa4、可控开关管Sa2和可控开关管Sa3，第二桥臂包括可控开关管Sb1、可控开关管Sb4、可控开关管Sb2和可控开关管Sb3，第三桥臂包括可控开关管Sc1、可控开关管Sc4、可控开关管Sc2和可控开关管Sc3构成，第四桥臂包括可控开关管Sd1、可控开关管Sd4、可控开关管Sd2和可控开关管Sd3；
所述LC型滤波器包括第一电感La、第二电感Lb、第三电感Lc、第四电感Ld、第一电容Ca、第二电容Cb和第三电容Cc；
所述三相不平衡负载包括负载Ra、负载Rb和负载Rc，负载参数不同。
2.根据权利要求1所述的一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑，其特征在于：直流输入电压Vdc的正极分别与可控开关管S1的集电极、线圈N12一端相连，直流输入电压Vdc的负极分别与可控开关管S2的发射极、线圈N11一端相连；可控开关管S1的发射极分别与箝位电容Cs一端、线圈N11另一端相连；可控开关管S2的集电极分别与箝位电容Cs另一端、线圈N12另一端相连；
高频变压器T副边N2的一端分别与可控开关管Sa1的集电极、可控开关管Sb1的集电极、可控开关管Sc1的集电极、可控开关管Sd1的集电极相连，高频变压器T副边N2的另一端分别与可控开关管Sa3的集电极、可控开关管Sb3的集电极、可控开关管Sc3的集电极、可控开关管Sd3的集电极相连；可控开关管Sa1的发射极与可控开关管Sa4的发射极相连，可控开关管Sb1的发射极与可控开关管Sb4的发射极相连，可控开关管Sc1的发射极与可控开关管Sc4的发射极相连，可控开关管Sd1的发射极与可控开关管Sd4的发射极相连；
可控开关管Sa2的发射极与可控开关管Sa3的发射极相连，可控开关管Sb2的发射极与可控开关管Sb3的发射极相连，可控开关管Sc2的发射极与可控开关管Sc3的发射极相连，可控开关管Sd2的发射极与可控开关管Sd3的发射极相连；
可控开关管Sa4的集电极与可控开关管Sa2的集电极相连后与第一电感La一端相连，第一电感La另一端与第一电容Ca一端、负载Ra一端相连，负载Ra另一端分别与负载Rb、负载Rc另一端相连；第一电容Ca另一端分别与第二电容Cb、第三电容Cc另一端相连；负载Ra、负载Rb、负载Rc中性点和第一电容Ca、第二电容Cb、第三电容Cc中性点相连；
可控开关管Sb4的集电极与可控开关管Sb2的集电极相连后与第二电感Lb一端相连，第二电感Lb另一端与第二电容Cb、负载Rb一端相连；
可控开关管Sc4的集电极与可控开关管Sc2的集电极相连后与第三电感Lc一端相连，第三电感Lc另一端与第三电容Cc、负载Rc一端相连；
可控开关管Sd4的集电极与可控开关管Sd2的集电极相连后与第四电感Ld一端相连，第四电感Ld另一端与第一电容Ca、第二电容Cb、第三电容Cc、负载Ra、负载Rb、负载Rc另一端相连。
3.一种权利要求1-2任一项所述的软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法，其特征在于：包括SPWM信号生成方法、解构复建方法和第四桥臂独立控制方法。
4.根据权利要求3所述的一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法，其特征在于：SPWM信号生成方法生成6路脉宽调制信号SPWM1、SPWM2、SPWM3、SPWM4、SPWM5、SPWM6，具体包括以下步骤：
A1、给定期望输出的平衡的三相正弦信号；
A2、三相正弦信号和锯齿载波比较生成互补的SPWM1和SPWM2、互补的SPWM3和SPWM4、互补的SPWM5和SPWM6。
5.根据权利要求3所述的一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法，其特征在于：解构复建方法具体包括以下步骤：
B1、SPWM2、SPWM4、SPWM6通过“与”逻辑生成信号A；SPWM2、SPWM4、SPWM6通过“或”逻辑生成信号B；
B2、信号A进行二分频得到V1并取反生成
Figure FDA0003644904330000031
同时信号B也进行二分频并取反生成V2、
Figure FDA0003644904330000032
B3、V1和
Figure FDA0003644904330000033
进行“与非”逻辑获得中间信号Vm，V2和
Figure FDA0003644904330000034
进行“与非”逻辑获得中间信号Vp；
B4、对Vm取反获得前级可控开关管S1的驱动信号以及对Vp取反获得前级可控开关管S2的驱动信号；
B5、中间信号Vp和6路SPWM调制信号进行“或”逻辑生成前三桥臂开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2、Sc2的驱动信号，中间信号Vm和6路SPWM调制信号进行“或”逻辑生成前三桥臂开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sa4、Sb4、Sc4的驱动信号。
6.根据权利要求3所述的一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法，其特征在于：三相四桥臂矩阵变换器第四桥臂的控制与前三桥臂相互独立，第四桥臂独立控制方法具体包括以下步骤：
C1、采样三相不平衡负载的相电压，对三相相电压求和并乘放大系数，从而得到第四桥臂的调制信号；
C2、第四桥臂的调制信号与载波相比较后产生互补的调制信号PWM7、PWM8；
C3、中间信号Vp分别和PWM7、PWM8信号进行“或”逻辑生成第四桥臂开关管Sd1、Sd2的驱动信号，中间信号Vm分别和PWM7、PWM8信号进行“或”逻辑生成第四桥臂开关管Sd3、Sd4的驱动信号。
7.根据权利要求3所述的一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法，其特征在于：在所述脉宽调制方法控制下，可控开关管S1、可控开关管S2交替导通，且可控开关管S1和可控开关管S2的驱动之间自带死区；当可控开关管S1导通且可控开关管S2关断时，前级电路向后级输出正电压；当可控开关管S2导通且可控开关管S1关断时，前级电路向后级输出负电压；当可控开关管S1和可控开关管S2都关断时，前级电路向后级输出零电压。
8.根据权利要求3所述的一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法，其特征在于：前级开关管的驱动信号特征与单相推挽正激型高频链矩阵式变换器调制方法下的前级开关管驱动信号特征不同。
9.根据权利要求3所述的一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法，其特征在于：当前级电路向后级输出正电压时，正组开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sd1、Sa2、Sb2、Sc2、Sd2处于高频调制状态，负组开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sd3、Sa4、Sb4、Sc4、Sd4则全部导通；当前级电路向后级输出负电压时，负组开关管Sa3、Sb3、Sc3、Sd3、Sa4、Sb4、Sc4、Sd4处于高频调制状态，正组开关管Sa1、Sb1、Sc1、Sd1、Sa2、Sb2、Sc2、Sd2则全部导通；当前级电路向后级传输零电压时，后级矩阵变换器开关管全部开通进入续流状态。
10.根据权利要求3所述的一种软开关高频链四桥臂矩阵逆变器拓扑的脉宽调制方法，其特征在于：在不平衡工况下能够借助箝位电容来吸收变压器漏感的能量，实现前级开关管的ZCS开通以及ZVS关断，并且使开关管两端的电压应力处于[0,2Vdc]，所述脉宽调制方法在变压器原副边产生了零电压时刻，能够使后级开关管实现ZVS开通以及ZVS关断；并且由于前级开关管S1和S2驱动信号等宽驱动，变压器原副边电流和箝位电容两端的电压电流连续且平滑；而单相的推挽正激型高频链矩阵逆变器由于前级开关管S1和S2驱动信号按正弦规律变化，导致变压器原副边电流和箝位电容两端的电压电流也按二倍工频的正弦脉动。
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