CN115639451A

CN115639451A - 采用增强型nmos电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路

Info

Publication number: CN115639451A
Application number: CN202211191985.1A
Authority: CN
Inventors: 王来利; 王天健; 王见鹏; 张缙; 杨晓晨; 吴宇薇; 刘意
Original assignee: Xian Jiaotong University
Current assignee: Xian Jiaotong University
Priority date: 2022-09-28
Filing date: 2022-09-28
Publication date: 2023-01-24

Abstract

本发明公开了一种采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，包括计算机、电压钳位电路及采样转换电路，被测器件的输出端与电压钳位电路的输入端相连接，电压钳位电路的输出端与采样转换电路的输入端相连接，采样转换电路的输出端及计算机相连接，该电路具有安全性高、精确性高、适用性广、快速性强以及成本低的特点。

Description

采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路

技术领域

本发明涉及一种功率半导体导通压降测量电路，具体涉及一种采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路。

背景技术

目前，电力电子系统在交通运输、可再生能源系统和工业自动化等广泛的工业应用中占有重要地位。作为核心，功率器件在电力电子系统的鲁棒性和可靠性方面扮演关键的角色。然而，在现场应用中，由于受到周期性电、热和机械应力变化的影响，功率器件的性能将逐渐发生退化，例如键合线疲劳、铝电极重塑和焊料空洞。根据两次工业界对电力电子系统故障原因的调查显示，功率器件分别占总故障分布的21％和34％，这表明功率器件是系统中可靠性最薄弱的部件之一。因此，有必要在关键应用中对功率模块进行在线监测，以便提前识别异常和退化信号，防止意外的灾难性故障发生。

当功率模块的退化积累到一定程度时，功率器件由于其导通电阻，接触电阻，PN结压降和栅极转移特性将发生变化，进而导致其在一定工况下的导通压降将发生变化。这些变化被普遍认为是功率器件失效的有效前兆指标，而测量功率半导体管导通压降成为了监测器件工作状态和健康状态的关键措施。在功率半导体器件的实际工作中，被测器件DUT(DUT)压降在导通态时接近0，且测量需要精确到20毫伏左右，而在关断态，管压降可能高达数千伏特。对于一般的非隔离测量电路，这样的高压将致使其损坏，甚至引发更加严重的安全问题。一些隔离测量电路可以安全测量高达数千伏的电压，但其精度不足使导通态时的测量误差控制在20mV以下。还有一些设计没有考虑实际工况中的干扰和感应电压，甚至可能会由于测量端口的负压引起测量电路损坏。本发明包含一套完整的电压钳位电路和另一套完整的测量电路。为了满足功率器件的在线监测的性能要求，本发明专利可以用于测量功率半导体器件的正向或反向的导通压降并满足老化检测，过流检测等多种应用场合的要求。

近年来，功率模块的导通压降测量技术取得了长足的进步。国内外学者提出了一系列电压钳位电路和测量电路，然而，有五个主要缺点限制了它们在实际工程中的应用，具体如下：

(1)安全性：安全问题主要存在负管压降和电压钳位电路振荡两个难点。除却由于测量电路不做钳位或隔离引起的安全问题，实际上功率器件在开通或关断动作时在主功率回路上由很大的电流变化率，器件两端有很大的电压变化率，其中，电流变化率会引起测量电路上的感应，甚至使得电压钳位电路的输出为负值。目前多数电压钳位电路的没有考虑防止管压降为负时测量端向功率回路注入电流，这实际上可能使测量电路的保护电路过流损坏，从而损害整体可靠性。另一方面，电压钳位电路将不可避免地引入从被测器件DUTDUT到电压钳位电路的寄生电感和电压钳位电路本身的寄生电容，现有技术中这两者的值往往较大，可能引发测量端的振荡，这也将危害测量电路安全性。

(2)精确性：功率半导体器件的管压降测量数据若要用于健康监测，则其必须十分精确，后续还必须综合考虑温度，电流等环境参数和电气参数的影响。现有电路大多数采用二极管作为电压钳位电路的一部分，实际上在测量电路前端中引入了二极管的管压降。一般的二极管引入的压降误差约700mV，即使通过的电流下降到微安级，其误差也接近400mV，远高于健康监测所要求的误差限。与此同时，二极管的管压降同样对电流，环境温度等变量敏感，尤其是在微安级别的电流通过时，环境温度等的波动可引起上百毫伏的测量结果漂移，不能得到精确结果。

(3)广泛适用性：另一些电压钳位电路通过耗尽型MOSFET进行钳位,这类电路的特点时功耗较大，且该类电路耐压取决于耗尽型MOSFET的耐压，难以做到高耐压的钳位。目前最先进的耗尽型MOSFET电压钳位电路最高可以持续耐受400V电压。实际需求已经出现需要5kV耐压的应用场合，而这类电压钳位电路及其改进不能满足要求。

(4)快速性：当功率器件开通后，电压钳位电路应当尽可能快地使输出端压降稳定到输入端压降，大多数电路的响应时间大约20us，一些用于高压器件的电路响应时间甚至可达到数百微秒甚至毫秒级。较慢的响应速度限制了这些电路在高开关频率和场合的应用。

(5)成本：现有的一些性能较高的测量电路需要较高的成本和电路面积。一些电路，如电流源-二极管匹配电路和模拟开关的安全保护电路等复杂和高耐压的电路都会不同程度上增加电路的面积和元件成本。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，该电路具有安全性高、精确性高、适用性广、快速性强以及成本低的特点。

为达到上述目的，本发明所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路包括计算机、电压钳位电路及采样转换电路，被测器件的输出端与电压钳位电路的输入端相连接，电压钳位电路的输出端与采样转换电路的输入端相连接，采样转换电路的输出端及计算机相连接。

所述电压钳位电路包括第一电阻、第二电阻、稳压管及辅助电源，其中，被测器件的一端与第二电阻的一端及NMOS管的漏极相连接，NMOS管的漏极与稳压管的一端及第二电阻的另一端相连接，稳压管的另一端与第一电阻的一端相连接，第一电阻的另一端及被测器件的另一端及辅助电源的负极均接地，辅助电源的正极与NMOS管的栅极相连接，NMOS管的栅极及辅助电源的负极与采样转换电路的输入端相连接。

还包括滤波电容，其中，滤波电容的一端接地，滤波电容的另一端与NMOS管的栅极相连接。

被测器件经第三电阻与第二电阻及NMOS管的漏极相连接。

第一电阻的阻值为数千欧姆以下。

所述采样转换电路包括模数转换器、数字隔离器以及用于提供电能的正电源及负电源，其中，电压钳位电路的输出端与模数转换器的输入端相连接，模数转换器的输出端与数字隔离器的输入端相连接，数字隔离器的输出端与计算机相连接。

还包括信号处理电路；信号处理电路的输入端与电压钳位电路的输出端相连接，信号处理电路的输出端与模数转换器的输入端相连接。

所述信号处理电路为差分放大电路或比例放大电路。

本发明具有以下有益效果：

本发明所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路在具体操作时，使用电压钳位电路，从而在各时间尺度下均不会影响被测器件的正常动作及工作，电压钳位电路采用被动实现钳位的原理，无需任何功能性电路的主动动作，可靠性极好，而采样转换电路即使发生故障和数据采集错误时，也不影响被测器件及电力电子变换器的正常工作。另外，电压钳位电路所造成的理论系统误差通过设计可以控制在1mV以下，而采样转换电路的理论精度取决于模数转换器的性能参数，满足各类测量需求。同时需要说明的是，本发明可以广泛适应于多种器件类型、电压等级和功率回路电流，当SiC-NMOS的耐压最高可以达到10kV左右时，从而允许测量系统中设计为适合20V至8kV耐压的电路，从而使得该电路适用于最高耐压8kV的MOSFET,IGBT,IGCT,GTO,晶闸管等多种被测器件。同时，SiC-NMOS的输出电容根据选型不同可低至10pF左右，电路设计中还设置阻尼电阻，使得本发明对于被测器件上的电压变化率允许范围极大，被测器件DUT可以为碳化硅或氮化镓功率半导体器件，除此之外，采样转换电路和电压钳位电路是共地的而非隔离的，则可以灵活在测量端口插入信号处理电路，根据需要实现峰值采样，阈值检测等功能。最后需要说明的是，本发明中电压钳位电路的理论稳定时间可以小于1微秒，响应速度较快，并且相对于现有技术，本发明的结构较为简单，成本低。

进一步，模数转换器采用双极性模数转换器，可以测量被测器件的反向导通压降或反向二极管压降。

附图说明

图1为本发明的电路原理图；

图2为采样转换电路的结构图；

图3为串行数字界面工作时序的示意图；

图4为计算机接收到的在实际实验正弦半波周期内的IGBT管压降采样的示意图；

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

在附图中示出了根据本发明公开实施例的结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。

实施例一

参考图1至图4，本发明所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路包括电压钳位电路及采样转换电路，其中，所述电压钳位电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、滤波电容Co、稳压管Dz及辅助电源，其中，被测器件DUT的一端经第三电阻R3与第二电阻R2的一端及NMOS管的漏极相连接，NMOS管的漏极与稳压管Dz的一端及第二电阻R2的另一端相连接，稳压管Dz的另一端与第一电阻R1的一端相连接，第一电阻R1的另一端、被测器件DUT的另一端、滤波电容Co的一端及辅助电源的负极均接地，辅助电源的正极及滤波电容Co的另一端均与NMOS管的栅极相连接，NMOS管的栅极及辅助电源的负极与采样转换电路的输入端相连接，采样转换电路的输出端与计算机相连接。

所述采样转换电路包括模数转换器ADC、数字隔离器以及用于提供电能的正电源及负电源，其中，信号处理电路的输入端与电压钳位电路的输出端相连接，信号处理电路的输出端与模数转换器ADC的输入端相连接，模数转换器ADC的输出端与数字隔离器的输入端相连接，数字隔离器的输出端与计算机相连接。

需要说明的是，第一电阻R1的阻值为数千欧姆以下；所述信号处理电路为差分放大电路或比例放大电路，其目的是为模数转换器ADC提供高质量的电压输入信号。

在工作时，被测器件DUT导通时V_CE与地之间的电压为-5V-5V之间的值，由于该电压较小，显著低于稳压管Dz的钳位电压，则稳压管Dz仅通过微安级别的漏电流，压降为被测器件DUT导通压降，并在稳压管Dz接电容充分充放电后可接测量电路进行测量。V为给定的电压源，当被测器件DUT导通时，NMOS管的栅极电压大于阈值电压，沟道电阻小于数百欧姆，在微安级电流下，NMOS管的压降可以忽略不计。此时，被测器件DUT上的电压几乎完全等于NMOS管的源极及被测器件DUT的E端电压。此电压稳定后，向采样转换电路发出开始转换信号，当模数转换器ADC转换完成后发送信号给外部电路，然后计算通过数字隔离器读取模数转换器ADC的转换结果，该测量过程较为迅速，测量得到的数据准确，甚至可以在数微秒的时间内多次测量。

当被测器件DUT关断时，电压钳位电路的电压输入VIN和地GND之间可能带有高达数千伏的电压，该电压通过第二电阻R2、稳压管Dz及第一电阻R1形成漏电流，此时稳压管Dz工作在稳压状态，NMOS管的栅源电压值低于NMOS管的阈值电压，NMOS管的沟道关断，仅通过漏电流，且该漏电流和第二电阻R2通过的电流之和小于稳压管Dz所能承受的反向电流。此时，NMOS管的源极S和地GND之间的电压约等于稳压管Dz的稳压压降，从而保护采样转换电路和系统中其他电路的安全。

本发明中电压钳位的目的是隔离高压，防止较高的母线电压对后级测量电路的影响，当被测器件DUT处于关断状态时，其V_CE近似等于母线电压V_DC，此时，图1中节点S和GND之间的电压V_S被钳位到稳压管Dz的齐纳电压V_Z，第二电阻R2可以由下式确定：

V_S＝V_Z (2)

其中，I_DSS为NMOS管的漏源极漏电流，因此，NMOS管的栅源电压V_G*S被钳位至V_{G*S_OFF}，其中，

V_{G*S_OFF}＝V_O-V_S＝V_O-V_leak (3)

为使NMOS管可以安全地阻断高压，V_G*S在关断时应维持在阈值电压和栅极反向耐受电压之间，当被测器件DUT开通时，V_SE随V_CE降低，导致V_G*S增加，当转至线性工作区后，NMOS管开始处于低阻抗状态，此时满足：

V_DS≤V_G*S-V_TH*＝V_O-V_S-V_TH* (4)

其中V_TH*为NMOS管的阈值电压，根据电路中NMOS管和被测器件DUT的关系，不等式(4)可以重新整理为：

V_DS＝V_CE-V_S (5)

V_CE≤V_O-V_TH*

上述不等式确定了V_CE的准确测量范围，此时满足：

V_M＝V_S＝V_CE-V_DS≈V_CE (6)

V_{G*S_ON}＝V_O-V_M≈V_O (7)

其中，V_M为VCC输出到后级电路的电压。此外，第一电阻R1用于帮助减少被测器件DUT开关瞬态期间的电压尖峰和振荡。

采样转换电路的设计要满足以下条件，首先，正电源和负电源输入必须满足测量电路在任意工况下的安全运行要求，即正电源的值大于最高输入电压，负电源的值小于最低输入负电压，最后，采样保持器的输出可以通过模数转换器ADC传输到计算机。

本发明根据被测器件DUT导通压降范围的不同选择不同的模数转换器ADC量程，以达到最高测量精度，使用拨码开关输出电平至模数转换器ADC，根据需要可分别控制其测量量程为-5V_～+5V/-10V_～+10V，

对于采样转换电路的工作，应按照模数转换器ADC的硬件要求设计采样转换电路的工作时序，即：

a)外部电路通过控制或传感等方式确定被测器件DUT导通，且工作正常。

b)计算机在需要对被测器件DUT的导通压降采样的时机向数字隔离器发送开始转换信号CVNST。当计算机在被测器件DUT关断时错误地发出开始采样信号，则不能得到导通压降值，但此时的电路仍然安全，计算机将收到一个接近于V_z的电压数据，但该数据无意义。

c)模数转换器ADC接收到开始转换信号CVNST后，经过一个较为微小的延时(约10ns)后开始转换，转换过程中，模数转换器ADC持续发出转换信号。该转换信号通过数字隔离器传回计算机，使得该信号有效时间内，外部电路不进行读数等操作。

d)当转换完成后，外电路发出片选信号和时钟信号，模数转换器ADC收到所述两个信号后，模数转换器ADC通过数字界面按照接收到的时钟信号按位发送转换结果，计算机经数字隔离器从模数转换器ADC的串行数字界面读取数据，数据一般为8-16位有效数字，在同时监测多个共地电平或过采样时，外部电路也可以选择按顺序读出多个数据。

e)读出全部数据后，经过一段时间后模数转换器ADC即可继续进行下一次采样。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims

1.一种采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，其特征在于，包括计算机、电压钳位电路及采样转换电路，被测器件(DUT)的输出端与电压钳位电路的输入端相连接，电压钳位电路的输出端与采样转换电路的输入端相连接，采样转换电路的输出端及计算机相连接。

2.根据权利要求1所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，其特征在于，所述电压钳位电路包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、稳压管(Dz)及辅助电源，其中，被测器件(DUT)的一端与第二电阻(R2)的一端及NMOS管的漏极相连接，NMOS管的漏极与稳压管(Dz)的一端及第二电阻(R2)的另一端相连接，稳压管(Dz)的另一端与第一电阻(R1)的一端相连接，第一电阻(R1)的另一端及被测器件(DUT)的另一端及辅助电源的负极均接地，辅助电源的正极与NMOS管的栅极相连接，NMOS管的栅极及辅助电源的负极与采样转换电路的输入端相连接。

3.根据权利要求2所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，其特征在于，还包括滤波电容(Co)，其中，滤波电容(Co)的一端接地，滤波电容(Co)的另一端与NMOS管的栅极相连接。

4.根据权利要求2所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，其特征在于，被测器件(DUT)经第三电阻(R3)与第二电阻(R2)及NMOS管的漏极相连接。

5.根据权利要求2所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，其特征在于，第一电阻(R1)的阻值为数千欧姆以下。

6.根据权利要求1所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，其特征在于，所述采样转换电路包括模数转换器(ADC)、数字隔离器以及用于提供电能的正电源及负电源，其中，电压钳位电路的输出端与模数转换器(ADC)的输入端相连接，模数转换器(ADC)的输出端与数字隔离器的输入端相连接，数字隔离器的输出端与计算机相连接。

7.根据权利要求6所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，其特征在于，还包括信号处理电路；信号处理电路的输入端与电压钳位电路的输出端相连接，信号处理电路的输出端与模数转换器(ADC)的输入端相连接。

8.根据权利要求7所述的采用增强型NMOS电压钳位电路的功率半导体导通压降测量电路，其特征在于，所述信号处理电路为差分放大电路或比例放大电路。