CN115622394A - 具有集成电压调节器和限流器的电源及方法 - Google Patents

具有集成电压调节器和限流器的电源及方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及具有集成电压调节器和限流器的电源及方法，揭露一种视需要在电压调节模式与过电流保护模式间自动切换的电源。电源包含电压调节器，电压调节器在电压调节模式期间产生用于施加到通道晶体管的控制端的第一控制电压，以将输出电压保持在所需电压电平。电源包含限流器，限流器在过电流保护模式期间产生用于施加到通道晶体管的控制端的第二控制电压，以防止输出电流上升到超过最大输出电流限制。电源包含附加电路，用于检测何时需要过电流保护，且视需要将施加到控制端的控制电压从第一控制电压自动地切换到第二控制电压，反之亦然。本发明中也揭露一种相关的供电方法。

Description

具有集成电压调节器和限流器的电源及方法
技术领域
本发明涉及电源(power supply)，更具体地，涉及具有集成电压调节器(voltageregulator)和限流器(current limiter)的电源以及相关方法的实施例。
背景技术
电源是一种供电到电气负载的装置，只要未超过最大输出电流限制，电压调节电源就会自动地将输出电压保持在所需电压水平，可以采用限流器(本发明中也称为限流电路(current limiting circuit)或过电流保护电路(over current protectioncircuit))来避免超过最大输出电流限制。典型地，这种限流器经配置以建立实际输出电流的复制(copy)，将所复制电流与参考电流进行比较，且随后基于复制电流与参考电流之间的差值来限制输出电流。不幸地，具有这种配置的限流器并不理想，因为例如随着负载电流的增加，它们往往表现出更高的静态电流(quiescent current)及更高的损耗，且它们通常需要快速回路校正(fast loop correction)来产生复制电流。
发明内容
本发明中揭露一种电源的实施例，该电源经配置以视需要在电压调节模式(voltage regulation mode)与过电流保护模式(over current protection mode)之间操作下自动切换，该电源可以包含输入电压节点及输出电压节点。该通道晶体管(passtransistor)可以具有连接到该输入电压节点的输入端，用于接收输入电压；连接到该输出电压节点的输出端，用于输出输出电压；以及控制端。该电源还可以包含电压调节器，其经配置以在电压调节模式期间产生及输出用于施加到该通道晶体管的该控制端的第一控制电压，以将该输出电压节点处的该输出电压保持在所需电压电平。该第一控制电压可以是可变的且具体地基于该输出电压节点处的该输出电压产生。该电源还可以包含限流器，其经配置以在过电流保护模式期间产生及输出用于施加到该通道晶体管的该控制端第二控制电压，以防止输出电流上升到该通道晶体管的最大输出电流限制以上。
视需要，该电源还可以包含用于检测何时需要过电流保护(例如，由于过载)以及用于在电压调节模式与过电流保护模式之间的自动切换操作(即，用于将施加到该控制端的该控制电压从该第一控制电压自动切换到该第二控制电压，反之亦然)的附加电路。更具体地，该电源还可以包含比较器，其经配置以比较该第一控制电压及该第二控制电压且输出具有依据该第一控制电压与该第二控制电压之间的差值的逻辑值的选择信号。该电源还可以包含切换电路，其经配置以依据该选择信号的该逻辑值选择性地及自动地将不是该第一控制电压就是该第二控制电压施加到该通道晶体管的该控制端。例如，该比较器可以输出具有指示不需要过电流保护的第一逻辑值的选择信号，在这种情况下，该切换电路可以将来自该电压调节器的该第一控制电压施加到该通道晶体管的控制端，不是将该电源保持在该电压调节模式就是将该电源切换到该电压调节模式。替代地，该比较器可以输出具有指示需要过电流保护的第二逻辑值的选择信号，在这种情况下，该切换电路可以将来自该限流器的该第二控制电压施加到该通道晶体管的该控制端，将该电源保持在过电流保护模式或将电源切换到该过电流保护模式。
如下文详细描述部分所进一步讨论，可选地，该限流器也可以经配置以自动地调节该第二控制电压，使得在该电压调节模式期间它处于第一电压电平，且使得在该过电流保护模式期间它处于略微不同的第二电压电平以防止在两种模式之间的连续振荡。
本发明中还揭露一种供电方法的实施例，该方法可以包含通过电源的通道晶体管供电至电气负载。通道晶体管可具有连接到输入电压节点的输入端；连接到输出电压节点的输出端；以及控制端。该方法还可以包含在电压调节模式期间通过该电源的电压调节器产生及输出用于施加到该通道晶体管的该控制端的第一控制电压，以将该输出电压节点处的输出电压保持在所需电压电平，该第一控制电压可以是可变的且具体地基于该输出电压节点处的该输出电压产生。该方法还可以包含在过电流保护模式期间通过该电源的限流器产生及输出用于施加到该通道晶体管的该控制端的第二控制电压，以防止输出电流上升到该通道晶体管的最大输出电流限制以上。
视需要，该方法还可以包含检测何时需要过电流保护(例如，由于过载)且在该电压调节模式与该过电流保护模式之间自动切换操作(即，用于将施加到该控制端的该控制电压从该第一控制电压自动切换到该第二控制电压，反之亦然)。更具体地，该方法可以包含通过该电源的比较器比较该第一控制电压与该第二控制电压且通过该比较器输出具有依据该第一控制电压与该第二控制电压之间的差值的逻辑值的选择信号。该方法还可以包含依据该选择信号的该逻辑值，通过该电源的切换电路选择性地及自动地将不是该第一控制电压就是该第二控制电压施加到该通道晶体管的该控制端。例如，如果该选择信号具有指示不需要过电流保护的第一逻辑值，则该方法可以包含将来自该电压调节器的该第一控制电压施加到该通道晶体管的该控制端，或者将该电源保持在该电压调节模式或将该电源切换到该电压调节模式。替代地，如果该选择信号具有指示需要过电流保护的第二逻辑值，则该方法可以包含将来自该限流器的该第二控制电压施加到该通道晶体管的该控制端，将该电源保持在该过电流保护模式或将该电源切换到该过电流保护模式。
如下文详细描述部分所进一步讨论，可选地，该方法可以包含自动地调节该第二控制电压，使得在该电压调节模式期间它处于第一电压电平，且使得在该过电流保护模式期间它处于略微不同的第二电压电平以防止在两种模式之间的连续振荡。
附图说明
参照附图，从以下详细描述中可以更好地理解本发明，附图不一定按比例绘制，其中：
图1是通常说明如本发明所揭露具有集成电压调节器及集成限流器两者的电源的实施例的示意图；
图2是更具体地说明所揭露电源的示例性实施例的示意图；
图3是更具体地说明所揭露电源的另一示例性实施例的示意图；
图4是说明用于产生在所揭露电源中使用的第二参考电压(Vref2)的示例性参考电压产生电路的示意图；
图5及图6是说明可以结合到所揭露电源中的示例性开关的示意图；以及
图7是说明所揭露供电方法实施例的流程图。
具体实施方式
如上所述，电源是一种供电到电气负载的装置，只要未超过最大输出电流限制，电压调节电源就会自动地将输出电压保持在所需电压水平，可以采用限流器(本发明中也称为限流电路(current limiting circuit)或过电流保护电路(over current protectioncircuit))来避免超过最大输出电流限制。典型地，这种限流器经配置以建立实际输出电流的复制(copy)，将所复制电流与参考电流进行比较，且随后基于所复制电流与参考电流之间的差值来限制输出电流。不幸地，具有这种配置的限流器并不理想，因为例如随着负载电流的增加，它们往往表现出更高的静态电流(quiescent current)及更高的损耗，且它们通常需要快速回路校正(fast loop correction)来产生所复制电流。
有鉴于此，本发明中揭露一种电源的实施例，该电源具有集成电压调节器及集成限流器，且其经配置以视需要在电压调节模式与过电流保护模式之间自动切换操作。具体地，电源包含电压调节器，其在电压调节模式期间产生用于施加到通道晶体管的控制端的第一控制电压，以将输出电压节点处的输出电压保持在所需电压电平。电源还包含限流器，其在过电流保护模式期间产生用于施加到通道晶体管的控制端的第二控制电压，以防止输出电流上升到通道晶体管的最大输出电流限制以上。最后，视需要，电源包含用于检测何时需要过电流保护(例如，由于过载)以及用于在电压调节模式与过电流保护模式(即，用于将施加到控制端的控制电压从第一控制电压自动切换到第二控制电压，反之亦然)之间自动切换的附加电路。本发明中还揭露相关的供电方法实施例。
如图1所示，本发明中所揭露的电源100实施例中的各者可包含输入电压节点115；输出电压节点116；以及连接在输入电压节点115与输出电压节点116之间的通道晶体管110。具体地，通道晶体管110可以具有连接到用于接收固定输入电压(Vin)的输入电压节点115的输入端111；连接到用于输出输出电压(Vout)的输出电压节点116的输出端112；以及用于接收控制通过通道晶体管110的电流的控制电压的控制端113。
电源100还可以包含电压调节器120，其在电压调节模式期间产生及输出(即，经配置以产生及输出)用于施加到通道晶体管110的控制端113的第一控制电压(Vc1)，从而控制流过通道晶体管110的电流，使得在输出电压节点116处的Vout保持在所需电压电平，给定固定的Vin且基于输出端112处的实际Vout，Vc1可以通过电压调节器120产生。Vc1还可以是可变的且通过电压调节器120连续调节，随着实际Vout的任何变化而变化(例如，随着Vout的温度相关变化而变化)，从而使Vout的电压电平连续回到所需电压电平。然而，本领域技术人员将认识到，在输出电流(Iout)(本发明中也称为负载电流(Iload))高于最大输出电流限制(Iout-max)(本发明中也称为Iload-max)时，对于通道晶体管110，电压调节器120可能无法保持所需输出电压。即，如果超过Iout-max，则通过电压调节器120所产生Vc1可能不足以将Vout保持在所需电压电平。
因此，电源100还可以包含限流器130，其在过电流保护模式期间产生及输出(即，经配置以产生及输出)用于施加到通道晶体管110的控制端113的第二控制电压(Vc2)，以防止输出电流(Iout)上升到Iout-max以上，Vc2可通过限流器130产生及输出，使得例如它大约等于当Iout刚好但未超过Iout-max时通过电压调节器120所产生Vc1。
视需要，电源100还可以包含用于检测何时需要过电流保护(例如，由于过载)以及用于在电压调节模式与过电流保护模式之间自动切换(即，用于将施加到通道晶体管110的控制端113的控制电压从Vc1自动切换到Vc2，反之亦然)。具体地，电源100还可以包含比较器141，其比较(即，经配置或适用于比较)Vc1与Vc2，且产生及输出(即，经配置以产生及输出)具有基于Vc1与Vc2之间的差值的逻辑值的选择信号(SEL)。电源100还可以包含切换电路140，其依据SEL的逻辑值选择性地及自动地施加(即，经配置以选择性地及自动地施加)不是Vc1就是Vc2到通道晶体管110的控制端113。例如，比较器141可以产生及输出具有指示不需要过电流保护的第一逻辑值的SEL，在这种情况下，切换电路140可以将来自电压调节器120的Vc1施加到通道晶体管110的控制端113，不是将电源100保持在电压调节模式就是将电源100切换到电压调节模式。替代地，比较器141可以产生及输出具有指示需要过电流保护的第二逻辑值的SEL，在这种情况下，切换电路140可以将来自限流器130的Vc2施加到通道晶体管110的控制端113，从而将电源100保持在过电流保护模式或将电源100切换到过电流保护模式。
图2及图3是分别更详细地说明这种电源100A及100B的两个示例性实施例的示意图。
参照图2及图3，电源100A、100B可以包含通道晶体管110，其供电至电气负载125(例如，可变电气负载)，即，电源100A、100B可以包含输入电压节点115；连接至电气负载125的输出电压节点116；以及连接在输入电压节点115与输出电压节点116之间的通道晶体管110。通道晶体管110可以具有输入端111，其接收固定输入电压(Vin)。通道晶体管110还可以具有控制端113，其接收控制电压(Vc)(见下文讨论)。通道晶体管110还可以具有输出端112，其输出输出电压(Vout)，其电压电平是依据Vin及Vc两者。
通道晶体管110例如可以是p型晶体管。如图所示，p型晶体管可以是p型场效应晶体管(PFET)，这种电源PFET可以包含在源区(即，输入端)与漏区(即，输出端)之间的沟道区以及与沟道区相邻的栅极(即，控制端)。替代地，p型晶体管可以是pnp双极结晶体管(pnp-BJT)，这种电源pnp-BJT可以包含在发射极区(即，输入端)与集电极区(即，输出端)之间的基区(即，控制端)。替代地，通道晶体管110可以是任何其他合适类型的通道晶体管。
电源100A、100B还可包含电压调节器120，电压调节器120可以是低压差电压调节器，且尤其是DC线性电压调节器，即使当输入电压节点115处的固定Vin非常接近Vout时，其也调节(即，经配置以调节)输出电压节点116处的Vout。更具体地，电压调节器120在电压调节模式期间产生(即，经配置以产生)用于自动地将Vout保持在所需电压电平的第一控制电压(Vc1)，只要Vin维持固定且未超过通道晶体管110的最大输出电流限制(Iout-max)。
在一些实施例中，该电压调节器120可以包含一对电阻121及122以及误差放大器123(本发明中也称为差分放大器)，该对电阻121-122可以串联连接在输出电压节点116与接地(Vss)199之间，误差放大器123可以包含接收第一参考电压(Vref1)的反相输入(-)，Vref1可以是恒定参考电压(即，设置在预定电压电平的与温度无关的参考电压)。例如，Vref1可以通过带隙参考电路(bandgap reference circuit)产生及接收，这种带隙参考电路在本领域中是众所周知的，且因此，从本说明书中省略细节以允许读者将注意力集中在所揭露实施例的显著方面。误差放大器123还可以包含连接到该对串联电阻121-122之间的接合(interface)处的反馈电压节点126的非反相输入(+)。因此，非反相输入(+)可以在反馈电压节点126处监测Vout的一小部分(本发明中称为反馈电压(Vfb))，Vfb可通过两个电阻121-122的电阻比确定如下：
Vout＝Vfb*(1+R1/R2), (1)
其中，R1是第一电阻121的第一电阻值，且R2是第二电阻122的第二电阻值。误差放大器123还可以具有输出且可以基于Vfb与Vref1之间的差值在输出处产生及输出(即，可以经配置以产生及输出)Vc1。具体地，所产生及输出Vc1等于在Vref1与Vfb之间的差值乘以任何增益。此外，应该注意的是，随着Vfb上升到Vref1以上，Vc1将变得越来越正，直到达到正饱和电压(positive saturation voltage)，而随着Vfb下降到Vref1以下，Vc1将变得越来越负，直到达到负饱和电压(negative saturation voltage)。如上所述及下方更详细地讨论，Vc1可以在电压调节模式期间选择性地施加到通道晶体管110的控制端113，以将输出电压节点116处的Vout保持在所需电压电平。然而，如上所述，当Iout上升到用于通道晶体管110的Iout-max以上时，电压调节器120可能无法将Vout保持在所需电压电平，即，电压调节器120所产生Vc1可能不足以将Vout保持在所需电压电平。
因此，电源100A、100B还可以包含限流器130，其在过电流保护模式期间产生及输出(即，经配置以产生及输出)用于施加到通道晶体管110的控制端113的第二控制电压(Vc2)，以防止输出电流(Iout)上升到Iout-max以上，Vc2可以通过限流器130产生及输出，使得例如它大约等于当Iout刚好但未超过Iout-max时通过电压调节器120所产生Vc1。
在一些实施例中，限流器130可以至少包含仿真晶体管160及反馈放大器131以及参考电流产生电路(例如，150A或150B，如下文更详细所讨论)。
仿真晶体管160可以是p型仿真晶体管且具体地可以是用于通道晶体管110的相同晶体管的附加实例。替代地，仿真晶体管160可以是通道晶体管110的缩小版本。例如，对于PFET通道晶体管及仿真晶体管，PFET仿真晶体管可以具有沟道长度(L)及沟道宽度(W)，而PFET通道晶体管可以具有相同的沟道长度(L)，但沟道宽度为(K*W)。为了说明的目的，由于通道晶体管110被显示为PFET，因而仿真晶体管160被类似地显示为PFET。在任何情况下，仿真晶体管160具有输出端162及控制端163，仿真晶体管160的输入端161可以连接到电压输入节点115，使得它也接收输入电压(Vin)，仿真晶体管160的输出端162可以连接到仿真输出电压节点134。
参考电流(Iref)产生电路(reference current(Iref)generation circuit))可以连接在仿真输出电压节点134与接地之间，Iref产生电路可以产生(即，可以经配置以产生)跨仿真输出电压节点134的特定Iref，且从而在仿真输出电压节点134处设置仿真输出电压(Vout-m)。
反馈放大器131可以包含非反相(+)输入，其连接到仿真输出电压节点134。反馈放大器131还可包含接收第二参考电压(Vref2)的反相(-)输入，例如，该Vref2可以从参考电压产生电路接收，该参考电压产生电路经配置以基于Vref1产生Vref2且使得它独立于Vout但是在Iout-max处仿真通道晶体管110的Vout。图4是说明可以用于产生如所描述Vref2的示例性参考电压产生电路的示意图。具体地，参考电压产生电路可以包含具有一对输入及输出的放大器401，一对参考电阻411-412可以串联连接在放大器401的输出与接地(Vss)199(例如，接地轨)之间，参考电阻411-412可以与在电压调节器120中使用的电阻121-122基本相同，而第一参考电阻411具有与第一电阻121相同的第一电阻值(R1)且第二参考电阻412具有与第二电阻122相同的第二电阻值(R2)。放大器401的一输入端可以接收Vref1，而放大器401的另一输入端可以从两个参考电阻411-412之间的接合处的参考反馈电压节点415接收参考反馈电压(Vref-fb)。应该注意的是，Vref-fb可以与电压调节器120的反馈电压结点126上的Vfb基本相同。基于Vref1与Vref-fb之间的差值以及进一步在任何增益上，放大器401可以输出Vref2。给定上方的等式(1)，给定参考电阻411-412与电阻121-122相同，给定Vref-fb与Vfb基本相同，且进一步给定定义Vref2的以下等式，应该理解的是，Vout与Vref1的关系将与Vref2与Vref1的关系基本相同，因此，只要未超过通道晶体管110的最大输出电流限制(Iout-max)，Vref2将与Vout基本相同但独立于Vout。
Vref2＝Vref-fb*(1+R1/R2), (2)
Vref2＝Vref1*(1+R1/R2)，以及 (3)
Vref2＝Vout，当Iout<Iout-max时。 (4)
再次参照图2及图3，限流器130的反馈放大器131还可以具有输出且基于Vref2与仿真输出电压节点134处的仿真输出电压(Vout-m)之间的差值在输出处可以产生及输出(即，可以经配置以产生及输出)Vc2，以这种配置，例如，可以将Vc2设置为大约等于当Iout刚好但未超过Iout-max时通过电压调节器120所产生Vc1，该Vc2可以连续地施加到仿真晶体管160的控制端163，使得通过仿真晶体管160的电流密度与在Iout-max下通过通道晶体管110的电流密度基本相同。此外，在过电流保护模式期间，Vc2可以选择性地施加到通道晶体管110的控制端113，以防止输出端112的输出电流上升到Iout-max以上。
视需要，电源100A、100B还可以包含用于检测何时需要过电流保护(例如，由于过载)以及用于在电压调节模式与过电流保护模式(即，用于将施加到通道晶体管110的控制端113的Vc从Vc1自动切换到Vc2，反之亦然)之间自动切换的附加电路。具体地，电源100A、100B还可以包含比较器141，其连续地比较(即，经配置以连续地比较)来自电压调节器120的Vc1与来自限流器130的Vc2，且其输出(即，配置为输出)具有基于Vc1与Vc2之间的差值的逻辑值的选择信号(SEL)。
电源100A、100B还可以包含切换电路140，其依据SEL的逻辑值选择性地及自动地施加(即，经配置以选择性地及自动地施加)不是Vc1就是Vc2到通道晶体管110的控制端113。在一些实施例中，切换电路140可以包含一对串联连接的反相器(即，第一反相器143及第二反相器145串联)，第一反相器143可以从比较器141接收SEL作为输入。开关电路还可以包含一对开关(即，第一开关147及第二开关148)，第二开关148可以接收从第一反相器143输出的反相选择信号(SELb)且通过反相选择信号(SELb)控制，并依据SELb的逻辑值，可以将限流器130的反馈放大器131的输出连接到控制节点149且从而连接到通道晶体管110的控制端113(即，可以使Vc2被施加到控制端113)，或替代地，可以将反馈放大器131的输出与控制节点149断开，第一开关147可以接收来自第二反相器145的二次反相选择信号(SEL2)且通过二次反相选择信号(SEL2)控制，并且基于SEL2可以将电压调节器120的误差放大器123的输出连接到控制节点149且从而连接到通道晶体管110的控制端113(即，可以使Vc1被施加到控制端113)，或替代地，可以将误差放大器123的输出与控制节点149断开，以这种配置，不是Vc1就是Vc2在任何给定时间被施加到通道晶体管110的控制端113，但非两者都被施加。
图5及图6是分别说明示例性第一开关147及示例性第二开关148的示意图，其可以结合到切换电路140中用于选择性地及替代地将不是Vc1就是Vc2施加到通道晶体管110的控制端113，这些开关147及148中的各者可以包含并联连接在输入节点(其接收控制电压，例如，在第一开关147的情况下为Vc1而在第二开关148的情况下为Vc2)与控制节点149之间的p型场效应晶体管及n型场效应晶体管，这些开关147和148中的各者还可以包含具有连接到p型场效应晶体管的栅极的输出的附加反相器。在第一开关147中，二次反相选择信号(SEL2)被施加到n型场效应晶体管的栅极且还被施加到附加反相器的输入，使得三次反相选择信号被施加到p型场效应晶体管的栅极。在第二开关148中，反相选择信号(SELb)被施加到n型场效应晶体管的栅极且还被施加到附加反相器的输入，使得另一二次反相的选择信号被施加到p型场效应晶体管的栅极。
以这种配置，如果比较器141的SEL逻辑值为1(即，指示Vc1大于Vc2，不需要过电流保护)，则第一开关147的p型场效应晶体管及n型场效应晶体管都将被导通，且Vc1将被施加到通道晶体管110的控制端113，而第二开关148的p型场效应晶体管及n型场效应晶体管都将被截止，且Vc2将不会施加到通道晶体管110的控制端113。因此，电源100A、100B不是继续在电压调节模式下操作(如果已经在电压调节模式下操作)就是切换回电压调节模式下操作。然而，若比较器141的SEL的逻辑值为0(即，指示Vc1小于Vc2，需要过电流保护)，则第一开关147的p型场效应晶体管及n型场效应晶体管两者都将截止，Vc1将不会施加到通道晶体管110的控制端113，而第二开关148的p型场效应晶体管及n型场效应晶体管两者都将被导通，且Vc2将被施加到通道晶体管110的控制端113。因此，电源100A、100B不是切换到电流保护模式下操作，就是继续在过电流保护模式下操作(如果已经在过电流保护模式下操作)。
如上所述，Iref产生电路可以可选地为可变Iref产生电路(例如，参照图2的电源100A中的限流器130的可变Iref产生电路150A，也参照图3的电源100B中的限流器130的可变Iref产生电路150B)。这种可变Iref产生电路150A、150B自动调整(即，可以经配置以自动调整)跨仿真输出电压节点134的Iref，使得在电压调节模式下操作期间，Iref处于第一电流电平(Iref-vrm)，导致Vc2处于第一电压电平(Vc2-vrm)，且使得在过电流保护模式下操作期间，Iref处于第二电流电平(Iref-ocpm)，导致Vc2处于与第一电压电平不同的第二电压电平(Vc2-ocpm)。具体地，Iref产生电路自动调整(即，可以经配置以自动调整)Iref，使得当电源100A、100B在电压调节模式下操作时，Vc2被设置为第一电压电平(Vc2-vrm)，即大约等于当Iout刚好但未超过Iout-max时通过电压调节器120所产生Vc1。因此，在电压调节模式下，Vc1将大于Vc2。然而，如上所述，Vc1是可变的，且它会随着Iout的增加而减小，直到负载达到Iout_max。一旦Vc1下降到Vc2以下，比较器141将会使SEL从逻辑值1切换到逻辑值0，从而将电源100A、100B的操作切换到过电流保护模式，在过电流保护模式期间，只要Vc1低于Vc2，Vc2将会施加到通道晶体管的控制端113。然而，如果Vc2在电压调节模式及过电流保护模式两者期间都保持在相同的电压电平，则当Vc2被施加到通道晶体管110的控制端113时，电源100A、100B可以自动切换回电压调节模式，当Vc1被施加到控制端113时，电源100A、100B可以自动切换回过流保护模式，依此类推。为了防止这两种模式之间的这种连续振荡，可以使用可变Iref产生电路150A、150B来自动调整Iref的电流电平，使其在过电流保护模式下较小(即，使得在电压调节模式下操作期间，Iref处于第一电流电平(Iref-vrm)，且使得在过电流保护模式下操作期间，Iref处于小于第一电流电平的第二电流电平(Iref-ocpm)).因此，在电压调节模式下操作期间，Vc2将处于第一电压电平(Vc2-vrm)，而在过电流保护模式下操作期间，Vc2将处于高于第一电压电平的第二电压电平(Vc2-ocpm)。因此，在电源100A、100B可以从过电流保护模式切换回电压调节模式之前，Vc1将必须被拉高到高于它本来的电平。也就是说，Vc1只需降至Vc2-vrm以下即可使开关在过电流保护模式下操作，但它必须至少上升到Vc2-ocpm(即，Vc1≥Vc2-ocpm)以触发开关回到电压调节模式下操作。
例如，如图2所示，在一些实施例中，可变Iref产生电路150A可以包含连接到仿真输出电压节点134的电阻152(例如，可变电阻)。可变Iref产生电路150A还可以包含串联连接在电阻152与接地(Vss)199之间的附加电阻153(本发明中也称为迟滞电阻)。可变Iref产生电路150A还可以包含NFET151，其与附加电阻153并联连接且还串联连接在电阻152与接地(Vss)199之间，NFET 151可以具有连接到比较器141的输出的栅极，使得它通过SEL控制，在这种情况下，当SEL的逻辑值为1时(即，指示不需要过电流保护)，则NFET 151将处于导通状态，电流将流经电阻152及NFET 151到接地(例如，有效地绕过附加电阻153)，使得在电压调节模式下操作期间，Iref处于第一电流电平(Iref-vrm)且Vc2处于第一电压电平(Vc2-vrm)。然而，当SEL的逻辑值为0时(即，指示需要过电流保护)，则NFET 151将切换到截止状态以防止电流流过NFET 151。因此，在过电流保护模式下操作期间，电流将必须流经电阻152及附加电阻153两者到接地且Iref将下降到第二电流电平(Iref-ocpm)，从而导致Vc2上升到第二电压电平(Vc2-ocpm)。应该注意的是，对于可变Iref产生电路150A，以下等式适用，
Iref-vrm＝Vout-m/Rref，以及 (5)
Iref-ocpm＝Vout-m/(Rref+Rhyst), (6)
其中，Vout-m是仿真输出电压节点134上的仿真输出电压，Rref是电阻152的电阻值，Rhyst是附加电阻153的电阻值。
在其他实施例中，如图3所示，可变Iref产生电路150B可以包含连接在仿真输出电压节点134与接地(Vss)199之间的电流源155(例如，可变电流源)。可变Iref产生电路150B还可以包含也连接到仿真输出电压结点134且小于电流源155的附加电流源154(本发明中也称为迟滞电流源)。可变Iref产生电路150B还可以包含串联连接在附加电流源154与接地(Vss)199之间的n型场效应晶体管(NFET)151(本发明中也称为滞后通/断开关)，NFET 151可以具有连接到比较器141的输出的栅极，使得它通过SEL控制，在这种情况下，当SEL的逻辑值为1时(即，指示不需要过电流保护)，则NFET 151将处于导通状态且电流将流过附加电流源154及NFET 151到接地，使得在电压调节模式下的Iref(Iref-vrm)处于第一电流电平，而Vc2处于第一电压电平(Vc2-vrm)。然而，当SEL的逻辑值为0时(即，指示需要过电流保护)，则NFET 151将被切换到截止状态以防止电流从附加电流源154流过NFET 151。因此，电流将仅通过电流源155流到接地且在过电流保护模式下的Iref(Iref-ocpm)将下降到第二电流电平，从而使Vc2上升到第二电压电平(Vc2-ocpm)。应该注意的是，对于可变Iref产生电路150B，以下等式适用，
Iref-vrm＝Ivar+Ihyst，以及 (7)
Iref-ocpm＝Ivar, (8)
其中，Ivar是通过电流源155的电流，而Ihyst是通过附加电流源154的电流。
值得注意的是，可变Iref产生电路150A、150B可以经配置以使得在电压调节模式期间(即，Vc2-vrm)的Vc2的第一电压电平与在过电流保护模式期间(即，Vc2-ocpm)的Vc2的第二电压电平之间的差值较小。例如，Vc2-vrm可以为几毫伏(mV)或甚至比Vc2-ocpm小1mV。还应注意，在进入过电流保护模式时所发生的这种相对较小的Vc2增加将导致Iout相应的相对较小的下降。
再次参照图2及图3，可选地，切换电路140还可以包含至少一状态监视器(statusmonitor)(例如，至少一缓冲器(buffer))，各状态监视器可以监视(即，可以经配置以监视)开关147及148中的相应一者的开/关状态且可以输出(即，可以经配置以输出)指示开关的状态的状态信号以及从而电源100A、100B的操作模式。为了说明的目的，单一状态监视器170被显示为连接到第一反相器143的输出，该状态监视器170可以例如从第一反相器143接收(即，可以经配置以接收)SELB且可以输出(即，可以经配置以输出)具有逻辑值的模式状态信号(mode status signal,MS)，该逻辑值指示第二开关148是导通还是断开，且从而电源100A、100B是否在过电流保护模式下操作。应该理解的是，附加地或替代地，这样的状态监视器可以连接到第二反相器145的输出且可以从第二反相器145接收(即，可以经配置以接收)SEL2且可以输出(即，可以经配置以输出)具有逻辑值的模式状态信号，该逻辑值指示第一开关147是导通还是断开，且从而电源100A、100B是否在电压调节模式下操作。如上所述，电源100A、100B在任何给定时间只能以这两种模式的一者操作。
参照图7的流程图，本发明中还揭露与上面详细所描述的且大略在图1中说明且更具体地在图2和图3中的电源结构相关联的供电方法的实施例。该方法可以包含通过电源100的通道晶体管110供电到电气负载125(例如，可变电气负载)(参照制程步骤702)。如上所述，通道晶体管110可以具有连接到接收输入电压(Vin)的输入电压节点115的输入端111；连接到输出输出电压(Vout)的输出电压节点116的输出端112；以及控制端113。
该方法还可以包含在电压调节模式期间通过电源100的电压调节器120产生及输出用于施加到通道晶体管110的控制端113的第一控制电压(Vc1)，以将输出电压节点116处的输出电压(Vout)保持在所需电压电平(参照制程步骤704)。Vc1可以是可变的，并可以在给定Vin且基于Vout的情况下具体地产生。
该方法还可以包含在过电流保护模式期间通过电源100的限流器130产生且输出用于施加到通道晶体管110的控制端113的第二控制电压(Vc2)，以防止输出电流(Iout)上升到通道晶体管110的最大输出电流限制(Iout-max)以上(参照制程步骤706)。
该方法还可以包含视需要检测何时需要过电流保护(例如，由于过载)且在电压调节模式与过电流保护模式之间自动切换操作(即，用于将施加到控制端的控制电压从第一控制电压自动切换到第二控制电压或反之亦然)(参照制程步骤708-712)。
更具体地，该方法可以包含通过电源100的比较器141比较Vc1、Vc2且通过比较器141输出具有依据Vc1与Vc2之间的差值的逻辑值的选择信号(SEL)(参照制程步骤708)。该方法还可以包含依据SEL的逻辑值通过电源100的切换电路140选择性地且自动地不是将Vc1施加到通道晶体管110的控制端113以启动或保持在电压调节模式下的操作(参照制程步骤710)就是将Vc2施加到通道晶体管110的控制端113以启动或保持在过电流保护模式下的操作(参照制程步骤712)。例如，如果SEL具有指示不需要过电流保护的第一逻辑值(例如，逻辑值1)，则该方法可以包含将来自电压调节器120的Vc1施加到通道晶体管110的控制端113，不是将电源100保持在电压调节模式下就是将电源100切换到电压调节模式。替代地，如果SEL具有指示需要过电流保护的第二逻辑值(例如，逻辑值0)，则该方法可以包含将来自限流器130的Vc2施加到通道晶体管110的控制端113，保持电源100在过电流保护模式或将电源100切换到过电流保护模式。
可选地，该方法可以包含自动地调整Vc2，使其在电压调节模式期间处于第一电压电平，且使其在过电流保护模式期间处于略微不同的第二电压电平，以防止两者模式之间的连续振荡。更具体地，如上所述，在制程步骤706产生且输出Vc2。然而，如果在制程步骤708确定Vc1已经下降到低于Vc2，则过电流保护模式将在制程步骤712启动且Vc2将被施加到通道晶体管的控制端113。只要Vc1维持在Vc2以下，Vc1将与Vc2重复比较，且Vc2将继续施加到通道晶体管的控制端。然而，如果Vc1及Vc2大致相同，则一旦将Vc2施加到通道晶体管110的控制端113，电源就可以自动切换回电压调节模式，一旦Vc1施加到控制端113，则自动切换回过流保护模式，依此类推。为了防止两种模式之间的这种连续振荡(即，在制程步骤710与712之间)，当从电压调节模式切换到过流保护模式时，Iref的电流电平可以自动以从第一电流电平(Iref-vrm)略微降低到第二电流电平(Iref-ocpm)，使得Vc2的电压电平自动地从第一电压电平(Vc2-vrm)略微增加到第二电压电平(Vc2-ocpm)(参照制程步骤714)。因此，在从过电流保护模式下的操作切换回电压调节模式下的操作之前，迟滞Vc1必须比其他情况下拉得更高。也就是说，Vc1只需降至Vc2-vrm以下即可使开关在过电流保护模式下操作，但它必须至少上升到等于Vc2-ocpm(即，Vc1≥Vc2-ocpm)以触发切换回电压调节模式下的操作。此外，当从过电流保护模式的操作切换回电压调节模式的操作时，Iref的电流电平可以自动地从Iref-ocpm略微增加到Iref-vrm，使得Vc2的电压电平自动地从Vc2-ocpm略微降低到Vc2-vrm(参照制程步骤716)。参照以上关于图2的电源100A的限流器130的可变Iref产生电路150A或图3的电源100B的限流器130的可变Iref产生电路150A的操作的详细讨论。
应该理解的是，本发明所使用的术语为说明本揭示方法和结构的用途，而不旨在限制。举例而言，如本发明中所用的，单数形式“一”、“一种”、“一个”、以及“该”也旨在包含复数形式，除非上下文另有所指。另外，如本发明中所用的，术语“包含”和/或“包括”注明所述特征、整数、步骤、操作、元素和/或构件的存在，但不排除存在或附加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元素、构件和/或其组合。此外，如本发明中所用的，诸如“右”、“左”、“垂直的”、“水平的”、“顶部”、“底部”、“上部”、“下部”、“下面”、“底下”、“下伏的”、“上方”、“重迭”、“平行”、“垂直”等术语旨在描述如它们在图中被定向及说明的相对位置(除非另有指示)，且诸如“接触”、“直接接触”、“邻接”、“直接相邻”、“紧邻”等术语旨在指示至少一个组件与另一组件实体接触(没有其他组件分隔所描述的组件)。术语“横向”在本发明中用于描述组件的相对位置，且更具体地，指示组件被定位到另一个组件的侧面而不是另一个组件的上方或下方，因为这些组件在附图中被定向及说明。例如，与另一个组件横向相邻的组件将在另一个组件旁边，与另一个组件在横向紧邻的组件将直接在另一个组件旁边，而横向围绕另一个组件的组件将与另一个组件的外侧壁相邻且与其接壤。在以下所附的申请专利范围对应的结构、材料、动作以及相同的所有手段或步骤加上功能组件旨在包含任何结构、材料、或执行与其它特别保护的被保护组件组合功能的动作。
已提出本说明内容的各种具体实施例的说明是为了图解说明而非旨在穷尽或限定所揭示的具体实施例。本领域技术人员明白在不脱离所揭示具体实施例的精神及范畴下仍有许多修改及变体。选择使用于本发明的术语以最佳地解释该具体实施例的原理，实际应用或优于出现于市上的技术的技术改善，或致能其他本领域技术人员了解揭示于本发明的具体实施例。
因此，以上所揭露的是电源的实施例，该电源具有集成电压调节器及集成电流限制器，且被配置为视需要在电压调节模式与过电流保护模式的操作之间自动地切换。这些实施例不需要产生用于过电流保护的Iout的复制，而是它们采用参考电压及具有与通道晶体管相同电流密度的仿真晶体管来产生用于施加到通道晶体管的控制端的模式特定的控制电压。因此，匹配相对容易，所有电气负载的静态电流都是恒定的，损耗低，且不需要快速回路校正。此外，因为不需要启动电压调节器，所揭露的电源的配置提供从过电流保护模式回到电压调节模式的快速恢复。反而，电压调节器连续地产生Vc1，而限流器连续地产生Vc2，且在两种模式之间的切换(即，在将Vc1施加到通道晶体管的控制端与将Vc2施加到通道晶体管的控制端之间切换)是动态的，仅依据Vc1与Vc2之间的关系。

Claims (20)

1.一种结构，其特征在于，包括：
输入电压节点；
输出电压节点；
通道晶体管，包括：连接到该输入电压节点的输入端；连接到该输出电压节点的输出端；以及控制端；
电压调节器，适于基于该输出电压节点处的输出电压输出第一控制电压；
限流器，适于输出第二控制电压；
比较器，适于比较该第一控制电压及该第二控制电压，且基于该第一控制电压与该第二控制电压间的差值输出选择信号；以及
切换电路，适于基于该选择信号将该第一控制电压及该第二控制电压中的一者施加到该通道晶体管的该控制端。
2.如权利要求1所述的结构，其特征在于，
该通道晶体管具有最大输出电流限制，
其中，该比较器及该切换电路经配置以使该通道晶体管的操作控制从该第一控制电压自动切换到该第二控制电压，
其中，只要来自该通道晶体管的输出电流小于该最大输出电流限制，该第一控制电压控制该通道晶体管的操作以调节该输出电压节点处的该输出电压，以及
其中，当该输出电流达到该最大输出电流限制时，该第二控制电压控制该通道晶体管的操作以防止超过该最大输出电流限制。
3.如权利要求1所述的结构，其特征在于，该通道晶体管包括p型场效应晶体管及pnp双极结晶体管中的任一者，且该电压调节器包括低压差电压调节器。
4.如权利要求1所述的结构，其特征在于，该电压调节器包括：
一对电阻，串联连接在该输出电压节点与接地间；以及
误差放大器，包括：连接到该对电阻间的反馈电压节点的非反相输入；以及接收第一参考电压的反相输入；以及连接到该比较器及该切换电路的输出，其中，该误差放大器经配置以基于该反馈电压节点处的反馈电压与该第一参考电压间的差值来输出该第一控制电压。
5.如权利要求1所述的结构，其特征在于，该限流器包括：
仿真输出电压节点；
仿真晶体管，包括：连接到该输入电压节点的输入端；连接到该仿真输出电压节点的输出端；以及控制端；以及
反馈放大器，包括：连接到该仿真输出电压节点的非反相输入；接收第二参考电压的反相输入；以及连接到该仿真晶体管的该控制端、该比较器及该切换电路的输出，其中，该反馈放大器经配置以基于该仿真输出电压节点处的仿真输出电压与该第二参考电压间的差值来输出该第二控制电压。
6.如权利要求5所述的结构，其特征在于，
该限流器还包括可变参考电流产生电路，以及
其中，该可变参考电流产生电路经配置以自动地调整跨该仿真输出电压节点的参考电流，使得在电压调节模式期间，该参考电流处于第一电流电平，导致该第二控制电压处于第一电压电平，且使得在过电流保护模式期间，该参考电流处于第二电流电平，导致该第二控制电压处于不同于该第一电压电平的第二电压电平。
7.一种结构，其特征在于，包括：
输入电压节点；
输出电压节点；
p型通道晶体管，包括：连接到该输入电压节点的输入端；连接到该输出电压节点的输出端；以及控制端；
电压调节器，适于基于该输出电压节点处的输出电压输出第一控制电压；
限流器，适于输出第二控制电压；
比较器，适于比较该第一控制电压与及该第二控制电压，且基于该第一控制电压与该第二控制电压间的差值输出选择信号，其中，当该第一控制电压大于该第二控制电压时，该选择信号具有第一逻辑值，且当该第一控制电压小于该第二控制电压时，该选择信号具有第二逻辑值；以及
切换电路，适于当该选择信号具有该第一逻辑值时，将该第一控制电压施加到该通道晶体管的该控制端，且当该选择信号具有该第二逻辑值时，还将该第二控制电压施加到该p型通道晶体管的该控制端。
8.如权利要求7所述的结构，其特征在于，
该p型通道晶体管具有最大输出电流限制，
其中，该比较器及该切换电路经配置以使该p型通道晶体管的操作控制从该第一控制电压自动切换到该第二控制电压，
其中，只要来自该p型通道晶体管的输出电流小于该最大输出电流限制，该第一控制电压控制该p型通道晶体管的操作以调节该输出电压节点处的该输出电压，以及
其中，当该p型通道晶体管的该输出电流达到该最大输出电流限制时，该第二控制电压控制该p型通道晶体管的操作以防止超过该最大输出电流限制。
9.如权利要求7所述的结构，其特征在于，该p型通道晶体管包括p型场效应晶体管及pnp双极结晶体管中的任一者，且其中，该电压调节器包括低压差电压调节器。
10.如权利要求7所述的结构，其特征在于，该电压调节器包括：
一对电阻，串联连接在该输出电压节点与接地间；以及
误差放大器，包括：连接到该对电阻间的反馈电压节点的非反相输入；接收第一参考电压的反相输入；以及连接到该比较器及该切换电路的输出，其中，该误差放大器经配置以基于该反馈电压节点处的反馈电压与该第一参考电压间的差值来输出该第一控制电压。
11.如权利要求7所述的结构，其特征在于，该限流器包括：
仿真输出电压节点；
p型仿真晶体管，包括：连接到该输入电压节点的输入端；连接到该仿真输出电压节点的输出端；以及控制端；以及
反馈放大器，包括：连接到该仿真输出电压节点的非反相输入；接收第二参考电压的反相输入；以及连接到该p型仿真晶体管的该控制端、该比较器及该切换电路的输出，其中，该反馈放大器经配置以基于仿真输出电压节点处的仿真输出电压与该第二参考电压间的差值来输出该第二控制电压。
12.如权利要求11所述的结构，其特征在于，
该限流器还包括可变参考电流产生电路，以及
其中，该可变参考电流产生电路经配置以自动地调整跨该仿真输出电压节点的参考电流，使得在电压调节模式期间，该参考电流处于第一电流电平，导致该第二控制电压处于第一电压电平，且使得在过电流保护模式期间，该参考电流处于第二电流电平，导致该第二控制电压处于不同于该第一电压电平的第二电压电平。
13.如权利要求12所述的结构，其特征在于，
该选择信号的该第一逻辑值是1，且该选择信号的该第二逻辑值是0，
其中，该可变参考电流产生电路包括：
连接到该仿真输出电压节点的电阻；
在该电阻与接地间串联一附加电阻；以及
与该附加电阻并联且还串联连接在该电阻与接地间的n型场效应晶体管，以及
其中，该n型场效应晶体管具有通过该选择信号控制的栅极。
14.如权利要求12所述的结构，其特征在于，
该选择信号的该第一逻辑值是1，且该选择信号的该第二逻辑值是0，
其中，该可变参考电流产生电路包括：
连接在该仿真输出电压节点与接地间的电流源；
连接到该仿真输出电压节点的附加电流源；以及
串联连接在该附加电流源与接地间的n型场效应晶体管，以及
其中，该n型场效应晶体管具有通过该选择信号控制的栅极。
15.如权利要求7所述的结构，其特征在于，
该选择信号的该第一逻辑值是1，且该选择信号的该第二逻辑值是0，以及
其中，该切换电路包括：
串联连接的第一反相器及第二反相器，其中，该第一反相器接收来自该比较器的该选择信号；
第一开关；以及
第二开关，
其中，该第二开关接收来自该第一反相器的反相选择信号，且基于该反相选择信号，不是将该限流器连接到该p型通道晶体管的该控制端就是将该限流器与该p型通道晶体管的控制端断开，以及
其中，该第一开关接收来自该第二反相器的二次反相选择信号，且基于该二次反相选择信号，不是将该电压调节器连接到该p型通道晶体管的控制端就是将该电压调节器与该p型通道晶体管的控制端断开。
16.如权利要求15所述的结构，其特征在于，
该第一开关及该第二开关各包括：并联连接在输入节点与输出节点间的p型场效应晶体管及n型场效应晶体管；以及连接到该p型场效应晶体管的栅极的附加反相器，
其中，在该第一开关中，该二次反相选择信号被施加到该附加反相器及该n型场效应晶体管的栅极，以及
其中，在该第二开关中，该反相选择信号被施加到该附加反相器及该n型场效应晶体管的栅极。
17.一种方法，其特征在于，包括：
通过电源的通道晶体管供电到电气负载，其中，该通道晶体管包括：连接到输入电压节点的输入端；连接到输出电压节点的输出端；以及控制端；
基于该输出电压节点的输出电压，通过该电源的电压调节器产生第一控制电压；
通过该电源的限流器产生第二控制电压；
通过该电源的比较器比较该第一控制电压与该第二控制电压，且基于该第一控制电压与该第二控制电压间的差值，通过该比较器输出选择信号；以及
基于该选择信号，通过该电源的开关电路将该第一控制电压及该第二控制电压中的一者施加到该通道晶体管的该控制端。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，
该通道晶体管具有最大输出电流限制，
其中，该选择信号的该输出以及基于该选择信号将该第一控制电压及该第二控制电压中的一者施加到该通道晶体管的该控制端使该通道晶体管的操作控制从该第一控制电压自动切换到该第二控制电压，
其中，只要来自该通道晶体管的输出电流小于该最大输出电流限制，该第一控制电压控制该通道晶体管的操作以调节该输出电压节点处的该输出电压，以及
其中，当该输出电流达到该最大输出电流限制时，该第二控制电压控制该通道晶体管的操作以防止超过该最大输出电流限制。
19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，该电压调节器包括低压差电压调节器。
20.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括在电压调节模式期间，将该第二控制电压自动地设为第一电压电平，且在过电流保护模式期间，将该第二控制电压自动地设为与该第一电压电平不同的第二电压电平。
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