CN115473593A - 可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，通过对熄灭信号进行实时校准，使得超再生接收机SRR具有较强鲁棒性。此外，现有技术需要在停止接收射频信号的基础上进行熄灭信号的校准，增加了接收机设计的复杂性以及降低了信息传输的效率。本发明在校准过程对熄灭信号影响微弱，因此能够在不影响接收机正常工作的情况下进行校准。

Description

可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路
技术领域
本发明属于超再生接收机技术领域，尤其涉及一种可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路。
背景技术
超再生接收机（SRR）工作过程受工艺、电源电压和温度变化(PVT)影响，故其难以维持稳定的高选择性状态,从而影响接收机实际性能。常规超再生接收机熄火信号校准方案会对接收机的正常工作造成干扰。
发明内容
为了弥补现有技术的缺陷和不足，本发明旨在提供一种可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，通过对熄灭信号进行实时校准，使得SRR具有较强鲁棒性。此外，考虑现有技术需要在停止接收射频信号的基础上进行熄灭信号的校准，从而增加了接收机设计的复杂性以及降低了信息传输的效率。本发明在校准过程对熄灭信号影响微弱，因此能够在不影响接收机正常工作的情况下进行校准。
本发明解决其技术问题采用的技术方案是：
一种可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，其特征在于：包括：相连接的伪随机码产生器（1）、熄火波形调制器（2）、积分器（3）、累加器（4）以及峰值选择器（5）；
其中，输入端信号包括对所述熄火波形调制器（2）输入的系统时钟信号CLK和熄火波形偏差量VR，以及超再生接收机对积分器（3）输出的包络ED信号；
输出信号包括所述熄火波形调制器对超再生接收机输出的熄火波形信号QW；
伪随机码产生器(1)在时钟CLK有效沿的驱动下循环地在输出Po产生包括N个码元的二极化伪随机码元序列；
熄火波形调制器(2)产生与CLK同频的锯齿波波形QW并输出至超再生接收机作为其熄火信号；
该熄火信号锯齿波波谷位置与CLK信号有效边沿同步发生；锯齿波的波峰电压由熄火波形偏差量VR和峰值选择器(5)输出参考值VREF所决定；
熄火波形调制器(2)由CLK有效沿驱动；
积分器(3)在CLK的驱动下对输入信号ED进行积分处理；积分器在CLK有效沿发生时进行清零，否则对信号ED进行积分操作；信号CL的有效沿将导致累加器（4）复位清零；
在CLK的有效沿发生时，累加器（4）将采样积分器的输出信号INT，以及熄火波形调制器(2)的输出信号EN和数据信号Po当前码元的电平状态。
进一步地，所述伪随机码产生器(1)每个码元持续时间为整数m倍的CLK时钟周期；在每个循环周期的第一个码元产生时，伪随机码产生器(1)输出信号CL产生一个有效电平脉冲，其脉冲宽度不超过伪随机码元序列周期。
进一步地，当伪随机码为“1”时，在信号EN上产生一个脉冲序列psa，每个脉冲宽度等于CLK时钟周期，有效电平脉冲数q，q<m，无效电平脉冲数为p，p>0，且q+p=m；当伪随机码为“-1”时，产生一个脉冲序列psb，每个脉冲宽度等于CLK时钟周期，无效电平脉冲数q，q<m，有效电平脉冲数为p，p>0，且q+p=m；当EN处于有效电平时锯齿波波峰设置为VR+VREF；否则，锯齿波波峰设置为VREF。
进一步地，如果信号EN和Po的采样结果相同，所述累加器（4）将其输出RE更新为采样前的输出值加上int与po的乘积值，其中，“int”和“po”分别为“INT”和“Po”的采样值；否则，累加器（4）将其输出RE更新为采样前的输出值减去int与po的乘积值。
进一步地，当CL的有效沿发生时，所述峰值选择器(5)将保存当前累加器（4）输出RE的值r(i)和其自身输出VREF的值rf(i)；同时，将保存好的r(i)与上次CL有效沿发生时保存的RE值r(i-1)进行相减后得到结果sea(i)；将保存好的rf(i)与上次CL有效沿发生时保存的VREF值rf(i-1)进行相减得到结果seb(i)。如果sea(i)的值与seb(i)的值相乘大于0，则峰值选择器(5)将其输出VREF更新为rf(i)+ v STEP ; 否则，峰值选择器(5)将其输出VREF更新为rf(i)− v STEP，其中v STEP为预设的峰值选择器步进参数值。
与现有技术相比，本发明及其优选方案提出的电路和实现方式具有不中断接收射频信号并校准等优点。可广泛使用到与超再生接收机熄灭信号校准的相关的应用中，以提高系统对工艺、电源电压和温度的鲁棒性。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
图1为本发明实施例与超再生接收机结合使用时整体结构原理图；
图2为本发明实施例超再生接收机熄灭信号校准方法关键信号的时序图；
图3为本发明实施例伪随机码产生器工作方法示意图；
图4为本发明实施例熄火波形调制器工作方法示意图；
图5为本发明实施例积分器工作方法示意图；
图6为本发明实施例累加器工作方法示意图；
图7为本发明实施例峰值选择器工作方法示意图。
具体实施方式
为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，作详细说明如下：
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本说明书使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
本实施例非干扰式校准技术电路结构如图1所示，包括：相连接的伪随机码产生器1、熄火波形调制器2、积分器3、累加器4以及峰值选择器5；
其中，输入端信号包括对所述熄火波形调制器2输入的系统时钟信号CLK和熄火波形偏差量VR，以及超再生接收机对积分器3输出的包络ED信号；
输出信号包括所述熄火波形调制器对超再生接收机输出的熄火波形信号QW。
本实施例电路可作为超再生接收机辅助电路使用，当与超再生接收机结合使用时如图1所示，QW信号将作为超再生接收机熄火信号，同时将超再生接收机输出的包络信号ED输入至本实施例电路中进行处理。
结合图1中本实施例接收机电路，其工作机制描述如下：
伪随机码产生器1在时钟CLK有效沿的驱动下循环地在输出Po产生包括N个码元的二极化伪随机码元序列。每个码元持续时间为整数m倍的CLK时钟周期。在每个循环周期的第一个码元产生时，伪随机码产生器1输出信号CL产生一个有效电平脉冲，其脉冲宽度不超过伪随机码元序列周期。
熄火波形调制器2产生与CLK同频的锯齿波波形QW并输出至超再生接收机作为其熄火信号；该熄火信号锯齿波波谷位置与CLK信号有效边沿同步发生；锯齿波的波峰电压由熄火波形偏差量VR和峰值选择器5输出参考值VREF所决定。
熄火波形调制器2由CLK有效沿驱动。当伪随机码为“1”时，在信号EN上产生一个脉冲序列psa，每个脉冲宽度等于CLK时钟周期，有效电平脉冲数q，q<m，无效电平脉冲数为p，p>0，且q+p=m；当伪随机码为“-1”时，产生一个脉冲序列psb，每个脉冲宽度等于CLK时钟周期，无效电平脉冲数q，q<m，有效电平脉冲数为p，p>0，且q+p=m。当EN处于有效电平时锯齿波波峰设置为VR+VREF；否则，锯齿波波峰设置为VREF。
积分器3在CLK的驱动下对输入信号ED进行积分处理。积分器在CLK有效沿发生时进行清零，否则对信号ED进行积分操作。信号CL的有效沿将导致累加器4复位清零。在CLK的有效沿发生时，累加器4将采样积分器输出INT，以及熄火波形调制器2输出EN和数据信号Po当前码元的电平状态。
如果EN和Po的采样结果相同，累加器将其输出RE更新为采样前的输出值加上int*po，“int”和“po”分别为“INT”和“Po”的采样值；否则，累加器将其输出RE更新为采样前的输出值减int*po。
峰值选择器输出VREF变化步进为v STEP。当CL的有效沿发生时，峰值选择器5将保存当前累加器4输出RE的值r(i)和其自身输出VREF的值rf(i)；同时，将保存好的r(i)与上次CL有效沿发生时保存的RE值r(i-1)进行相减后得到结果sea(i)；将保存好rf(i)与上次CL有效沿发生时保存的VREF值rf(i-1)进行相减得到结果seb(i)。如果sea(i)的值与seb(i)的值相乘大于0，则峰值选择器5将其输出VREF更新为rf(i)+ v STEP ; 否则，峰值选择器5将其输出VREF更新为rf(i)− v STEP，其中v STEP为预设的峰值选择器步进参数值。
为了方便原理讲述，将数字信号高电平定义为有效电平，低电平定义为无效电平；将上升沿定义为数字信号有效边沿。
以m=2，控制信号CL脉宽等于伪随机码码元宽度为例，图2显示了超再生接收机熄灭信号校准方法关键信号的时序。
校准电路的一个校准周期为其得到一个新的参考值VREF的过程，长度等于伪随机码元序列的周期；超再生接收机在正常工作时，熄火波形调制器在每个校准周期，按照上述规律不断循环地产生两种峰值电压相差固定且极小的锯齿波信号QW作为接收机的熄火信号；不同幅值大小的熄火信号波形QW使得接收机的灵敏度、选择性等性能不同，因此接收机的输出包络ED存在一定差异。以步进v STEP的方式改变每个校准周期熄火信号参考值VREF以便改变熄火信号的最大峰值电压；这个改变将反映到SRR的输出包络检波信号ED中。ED经过积分器以及累加器后的输出RE也会随之变化；通过峰值选择器利用爬坡算法寻找产生最大累加值的情况，此时所对应的熄火信号参考值VREF便是最优熄火信号参考值，进而得到最优熄火信号QW可使得接收机处于最优工作状态。
为具体说明问题，如图2所示，第i-1次校准循环开始时，在控制信号CL上产生一个有效电平脉冲，熄火波形调制器根据系统时钟CLK、熄火波形偏差量VR、伪随机码元序列和熄火信号参考值VREF产生峰值分别为VREF(i-1)+VR、VREF(i-1)的锯齿波熄火信号QW和使能信号EN，积分器和累加器按照上述方式对接收机包络ED以及二极化伪随机码进行运算，在下一个控制信号CL有效沿将累加值RE(i-1)输出给峰值选择器并清零；假设VREF(i-2)<VREF(i-1)，RE(i-2)<RE(i-1)，则第i次校准循环中，VREF(i)=VREF(i-1)+v STEP，在下一个控制信号CL有效沿得到本周期累加值RE(i)，此时RE(i-1)>RE(i)，故第i-1次校准循环得到累加值RE的最大值，在第i+1次校准循环中，熄火信号参考值VREF(i+1)=VREF(i)-v STEP，并且在接下来的周期保持不变，此时接收机处于最佳工作点。若由于环境变化导致在相邻两次校准循环中，累加值的差值RE(n)-RE(n-1)大于所设阈值VTH，即熄灭信号最优点变化，则继续重复以上步骤进行校准。
图1中所示伪随机码产生器的输入为系统时钟信号CLK，输出为控制信号CL以及数据信号Po。
伪随机码产生器工作方法为：如图3所示，当伪随机码元序列循环周期开始时，控制信号CL上产生一个有效电平脉冲；伪随机码产生器在时钟CLK上升沿驱动下，在Po上连续产生N个伪随机码元的二极化伪随机码序列。
图1中所示熄火波形调制器输入为数据信号Po，系统时钟信号CLK，熄火波形偏差量VR以及熄火信号参考值VREF，输出为熄火波形QW以及使能信号EN。
熄火波形调制器工作方法为：如图4所示，当Po为“1”时，熄火波形调制器在EN上输出“高、低”电平，否则输出“低、高”电平。若此时熄火信号参考值VREF= VREF(1)，当EN为有效电平时，在熄火波形QW上输出峰值为VR+VREF(1)的锯齿波波形；当EN为无效电平时，在调制波形QW上输出峰值为VREF(1)的锯齿波波形；当熄火信号参考值VREF变化，则调制波形QW输出锯齿波形峰值随之改变。
图1中所示超再生接收机输入为OOK调制信号RFi，熄灭波形信号QW，其输出为包络波形ED。超再生振荡器输出包络波形ED由OOK调制信号RFi和熄灭信号波形QW两者共同决定。
图1中所示积分器输入为时钟信号CLK，包络波形ED，输出为积分结果INT。
积分器工作方法为：如图5所示，当时钟信号CLK有效沿发生时，积分结果INT置零，否则，对包络波形ED进行积分处理。
图1中所示累加器输入为系统时钟信号CLK、控制信号CL、使能信号EN、数据信号Po及积分结果INT，输出为累加值RE。
累加器工作方法为：如图6所示，累加器在时钟信号CLK有效沿对使能信号EN、数据信号Po和积分结果INT进行采样，若EN、Po的采样结果相同，累加器将累加结果RE更新为采样前的输出值加上int*po，“int”和“po”分别为输出“INT”和“Po”的采样值；若EN、Po的采样结果不同，则累加器将累加结果RE更新为采样前的输出值减去int*po。当控制信号CL有效沿发生时，累加器输出RE清零。
图1中所示峰值选择器输入为累加值RE、控制信号CL，输出为熄火波形参考值VREF。
峰值选择器工作方法为：如图7所示，VREF初始值VREF(1)设置为V1，在下个CL有效沿得到周期T1的累加值RE(1)并且输出对应周期T2的熄火波形参考值VREF(2)=V1+v STEP；经过周期T2，在CL有效沿得到本周期累加值RE(2);由于RE(1)<RE(2)，VREF(1)<VREF(2) ，即sea(2)、seb(2)同符号，则周期T3对应参考值VREF(3)=VREF(2)+v STEP=V1+2v STEP，在下个CL有效沿得到本周期累加值RE(3)；同理得到周期T4的累加值RE(4)；由于RE(2)<RE(3)且RE(3)> RE(4)，故为所求累加值的最大值，周期T5对应熄火波形参考值仍为VREF(3)=V1+2v STEP并在之后的周期保持不变，直至相邻周期累加值RE的差值大于所设定的阈值VTH，则按以上步骤重新校准。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。
本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。

Claims (5)

1.一种可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，其特征在于：包括：相连接的伪随机码产生器（1）、熄火波形调制器（2）、积分器（3）、累加器（4）以及峰值选择器（5）；
其中，输入端信号包括对所述熄火波形调制器（2）输入的系统时钟信号CLK和熄火波形偏差量VR，以及超再生接收机对积分器（3）输出的包络ED信号；
输出信号包括所述熄火波形调制器对超再生接收机输出的熄火波形信号QW；
伪随机码产生器(1)在时钟CLK有效沿的驱动下循环地在输出Po上产生包括N个码元的二极化伪随机码元序列；
熄火波形调制器(2)产生与CLK同频的锯齿波波形QW并输出至超再生接收机作为其熄火信号；
该熄火信号锯齿波波谷位置与CLK信号有效边沿同步发生；锯齿波的波峰电压由熄火波形偏差量VR和峰值选择器(5)输出参考值VREF所决定；
熄火波形调制器(2)由CLK有效沿驱动；
积分器(3)在CLK的驱动下对输入信号ED进行积分处理；积分器在CLK有效沿发生时进行清零，否则对信号ED进行积分操作；信号CL的有效沿将导致累加器（4）复位清零；
在CLK的有效沿发生时，累加器（4）将采样积分器的输出信号INT，以及熄火波形调制器(2)的输出信号EN和数据信号Po当前码元的电平状态。
2.根据权利要求1所述的可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，其特征在于：所述伪随机码产生器(1)每个码元持续时间为整数m倍的CLK时钟周期；在每个循环周期的第一个码元产生时，伪随机码产生器(1)输出信号CL产生一个有效电平脉冲，其脉冲宽度不超过伪随机码元序列周期。
3.根据权利要求2所述的可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，其特征在于：当伪随机码为“1”时，在信号EN上产生一个脉冲序列psa，每个脉冲宽度等于CLK时钟周期，有效电平脉冲数q，q<m，无效电平脉冲数为p，p>0，且q+p=m；当伪随机码为“-1”时，产生一个脉冲序列psb，每个脉冲宽度等于CLK时钟周期，无效电平脉冲数q，q<m，有效电平脉冲数为p，p>0，且q+p=m；当EN处于有效电平时锯齿波波峰设置为VR+VREF；否则，锯齿波波峰设置为VREF。
4.根据权利要求3所述的可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，其特征在于：如果信号EN和Po的采样结果相同，所述累加器（4）将其输出RE更新为采样前的输出值加上int与po的乘积值，其中，“int”和“po”分别为“INT”和“Po”的采样值；否则，累加器（4）将其输出RE更新为采样前的输出值减去int与po的乘积值。
5.根据权利要求4所述的可实现超再生接收机熄灭信号非干扰式校准的电路，其特征在于：当CL的有效沿发生时，所述峰值选择器(5)将保存当前累加器（4）输出RE的值r(i)和其自身输出VREF的值rf(i)；同时，将保存好的r(i)与上次CL有效沿发生时保存的RE值r(i-1)进行相减后得到结果sea(i)；将保存好rf(i)与上次CL有效沿发生时保存的VREF值rf(i-1)进行相减得到结果seb(i)；
如果sea(i)的值与seb(i)的值相乘大于0，则峰值选择器(5)将其输出VREF更新为rf(i)+ v STEP ; 否则，峰值选择器(5)将其输出VREF更新为rf(i)−v STEP，其中v STEP为预设的峰值选择器步进参数值。
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