CN115349220A - 功率转换器 - Google Patents

功率转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN115349220A
CN115349220A CN202180024878.7A CN202180024878A CN115349220A CN 115349220 A CN115349220 A CN 115349220A CN 202180024878 A CN202180024878 A CN 202180024878A CN 115349220 A CN115349220 A CN 115349220A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power converter
voltage
switch series
semiconductor switches
series arrangement
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202180024878.7A
Other languages
English (en)
Inventor
J.鲁滨逊
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of CN115349220A publication Critical patent/CN115349220A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

一种在第一和第二电压之间转换的功率转换器，第一电压为直流电压且第二电压是单相或多相的交流电压，其包括‑具有电容器串联结构的直流链路，其包括三个电容器，电容器串联结构外部节点形成功率转换器的上部和下部直流端子且电容器之间的连接点形成上部和下部的中间电压节点‑一个或多个相臂，每个相臂包括：‑‑在上部直流端子和下部的中间电压节点之间的上部开关串联结构，其包括两个半导体开关，‑‑在下部直流端子和上部中间电压节点之间的下部开关串联结构，其包括两个半导体开关，‑‑在上部和下部开关串联结构的中点之间的内部开关串联结构，其包括两个半导体开关且其中点构成功率转换器的交流端子，其半导体开关是双向半导体开关。

Description

功率转换器
本发明涉及一种用于在直流电压和单相或多相的交流电压之间进行转换的四电平功率转换器。
三电平ANPC(active neutral point clamped，有源中性点钳位)转换器为使用内部高频开关器件和外部低频开关器件来优化转换器的运行提供了有趣的可能性。具有SiCMOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)和Si IGBT(绝缘栅双极晶体管)的用于此类应用的模块可由商业手段获得。对于典型的三电平ANPC，所有器件的额定电压相同，导致高频开关器件的损耗增加。
更高电平的NPC(中性点钳位)类型的转换器、例如四电平NPC转换器提供更多电平并且因此噪声更低，然而根据所使用的拓扑结构以增加器件数量为代价。虽然一些四电平拓扑使用与三电平ANPC转换器相似的器件数量，但这种拓扑通常具有额定为1/3VDC的开关和额定为2/3VDC的其它开关，VDC为直流链路电压，而2/3VDC开关需要在1kHz以上的高频中进行通断，从而导致不必要的损耗。
本发明所要解决的技术问题为提供一种具有降低的损耗的功率转换器。
按照本发明的功率转换器适用于在第一和第二电压之间进行转换，其中，第一电压是直流电压，而第二电压是单相或多相的交流电压。功率转换器包括具有电容器串联结构的直流链路，所述电容器串联结构包括三个电容器，所述电容器串联结构的外部节点形成功率转换器的上部直流端子和下部直流端子并且电容器之间的连接点形成上部和下部的中间电压节点。上部的中间电压节点通过单个电容器与上部直流端子连接，并且下部的中间电压节点通过单个电容器与下部直流端子连接。
功率转换器还包括一个或多个相臂，所述相臂与交流电压的相位对应，并且如果存在至少两个相臂，则所述相臂被布置成并联连接。
每个相臂包括布置在上部直流端子和下部的中间电压节点之间的上部开关串联结构，所述上部开关串联结构包括两个半导体开关。所述相臂还包括布置在下部直流端子和上部中间电压节点之间的下部开关串联结构，所述下部开关串联结构包括两个半导体开关。
每个相臂还包括布置在上部开关串联结构的中点和下部开关串联结构的中点之间的内部开关串联结构，所述内部开关串联结构包括两个半导体开关。内部开关串联结构的中点构成相臂的交流端子，并且由此构成功率转换器的交流端子。内部开关串联结构的半导体开关是双向半导体开关。双向开关是能够以足以在两个电压极性下运行的方式在两个方向上隔离电压的器件。双向开关例如可以由两个单独的半导体开关的反串联连接或由集成的双向器件构成。
根据本发明的功率转换器使用下述开关方案，其中，外部开关串联结构的半导体开关将直流链路的可用的四个直流电压中的两个直流电压提供给内部开关串联结构的端子，所述两个直流电压具有的电压差为直流电压的1/3。
内部开关串联结构使用脉冲宽度调制由所提供的直流电压形成交流电压。因此，功率转换器的控制单元优选布置用于控制内部开关串联结构的半导体开关以大于1kHz、尤其是大于5kHz的频率进行通断。
另一方面，外部的、即上下部开关串联结构的半导体开关只需要在交流线频率的一个周期内改变其导通状态两次。因此，控制单元优选布置用于控制上部开关串联结构和/或下部开关串联结构的半导体开关在小于1kHz、尤其是小于500Hz的频率、尤其是以例如50Hz或60Hz的频率中进行通断。
因此，交流电压由四个不同的直流电压产生并且功率转换器为四电平转换器。这在多相功率转换器的两个交流相之间产生七个不同的电平，从而在器件数量与三电平NPC拓扑相似或相等的情况下，功率转换器的交流电压质量优于三电平转换器。
当两个中间直流电压节点的直流电压与内部开关串联结构连接时，电压的极性反转，这意味着内部开关串联结构的上端子接收较低的直流电压。内部开关串联结构的双向半导体开关用于处理这种反转的极性。
在本发明的实施例中可以单独地或者共同地添加的其它特征包括：
双向半导体开关可以是集成的双向开关。这意味着双向开关并非每个都包括以反串联或其他连接方式布置的两个单独的半导体开关，而是每个双向开关都被构造为单个半导体元件。该单个半导体元件在其电学特性方面可以是对称的。所述单个半导体元件可以具有两个用于控制的门端子。这有利地减少了发生在双反串联开关上的电压降并且由此减少了电损耗。此外，当使用集成的双向开关时，功率转换器针对每个相臂仅使用六个单独的半导体开关来实现四电平交流电压转换，同时实现交流电压的比类似的三电平拓扑更低的谐波含量。
内部开关串联结构的半导体开关的额定电压可以小于直流电压VDC的2/3。换言之，所述半导体开关可能不适用于隔离直流电压的2/3。所述半导体开关优选适用于在直流电压的1/3中运行。内部开关串联结构的半导体开关在较高的频率中进行通断以进行脉冲宽度调制，产生开关损耗，其大小取决于所述半导体开关的额定电压。在目前的拓扑结构中，内部开关串联结构的半导体开关在高频中进行通断，但同时有利地，所述半导体开关仅须额定为直流电压的1/3，因为尽管在交流电压周期中两种极性都存在，上部开关串联结构和下部开关串联结构的开关将始终保持内部开关串联结构的端子处的电压差为1/3VDC。
另一方面，上部开关串联结构和下部开关串联结构的半导体开关优选额定为直流电压的至少2/3，然而这些开关仅在低频中通断。
内部开关串联结构的半导体开关例如可以通过使用SiC(碳化硅)或GaN开关针对低开关损耗进行优化。上部和/或下部开关串联结构的半导体开关例如可以通过使用SiIGBT器件针对低传导损耗进行优化。由此可以进一步降低功率转换器的损耗。
功率转换器可以包括与内部开关串联结构并联地布置的一个或多个附加的内部开关串联结构。此外，控制单元可以被布置用于控制内部开关串联结构和附加的内部开关串联结构的半导体开关以进行交错的运行。交错的运行提高了可达到的电平数量以及可用的最大电流。
内部开关串联结构、上部开关串联结构和/或下部开关串联结构中的每个串联结构可以确切地包括两个半导体开关。
应当理解的是，在一些实施例中，功率转换器的被描述为“半导体开关”的元件是单独的半导体元件，即分别是单个开关。在这些实施例中，半导体开关的数量实际上可以低至每个相六个开关。在其他实施例中，功率转换器的被描述为“半导体开关”的元件中的一些元件或每个元件是布置在并联或串联连接中并且共同作用的多个开关，就好像它们是具有增强的额定电压或电流能力的单个开关一样。虽然开关元件的由所述开关元件在功率转换器中的功能定义的数量保持不变，但在这些实施例中构成这些开关元件的半导体元件的实际数量高于每个相六个。
现在参考附图描述本发明的实施例，然而本发明并不局限于此。附图的图示是示意性的。应当说明的是，在不同的图中，相似或相同的元件使用相同的附图标记。
图1示出了功率转换器的第一实施例；
图2示出了功率转换器的模拟结果；
图3示出了功率转换器的第二实施例；
图1示出了按照本发明的第一实施例的功率转换器10。功率转换器10是单相的直流/交流转换器，包括第一和第二直流端子121、122和交流端子14。因此，直流端子121、122和交流端子14之间的电路构成单个相臂。按照本发明另一实施例的多相转换器可以使用多个这种并联的相臂来构造。尤其可以使用三个相臂并且驱动相臂的半导体开关以产生相对于彼此相移120°的交流电压从而构造三相转换器。
功率转换器10包括直流链路16，所述直流链路被划分以提供四个直流电压电平。因此，功率转换器10使用与直流端子121、122连接的上部直流电压和下部直流电压以及在上部和下部的中间直流节点181、182处提供的上部和下部的中间直流电压。直流链路16包括三个在直流端子121、122之间串联地连接的相同的电容器191…193以提供中间直流电压。应当理解的是，上部中间直流节点181通过电容器中的第一个单个电容器191与上部直流端子121连接，因此上部中间直流电压是2/3VDC。
功率转换器10还包括上部、下部和内部的开关串联结构20、22、24。这些开关串联结构20、22、24中的每一个开关串联结构都是串联地连接的确切的两个半导体开关的半桥布置结构。开关串联结构20、22、24中的每一个开关串联结构在串联连接的各个端部分别具有两个外部端子并且在两个半导体开关之间具有中部端子。
上部开关串联结构20以其其中一个外部端子与上部直流端子121连接。所述上部开关串联结构还以其另一个外部端子与下部中间直流电压节点182连接。
下部开关串联结构22通过其其中一个外部端子与下部直流端子122连接。所述下部开关串联结构还通过其另一个外部端子与上部中间直流电压节点181连接。上部和下部开关串联结构20、22因此构成与中间直流电压节点181、182的交叉连接。因此，功率转换器10可以称为交叉连接的4电平ANPC型转换器。
上部开关串联结构20的半导体开关是IGBT器件261、262。下部开关串联结构22的半导体开关也是IGBT器件263、264。这些IGBT261…264以相同的定向布置。如本领域已知的，具有用于此类IGBT 261…264的并联的续流二极管是有利的。
内部开关串联结构24包括两个集成的双向开关265、266。集成的双向开关265、266是半导体开关，其与电流方向无关地运行并且可以阻断开关的额定电压的任一极性的电压。此外，所述双向开关构造为单个半导体器件、即不构造为包含两个单独的半导体开关的模块或其他组装结构。这种器件的一个示例是松下的单芯片双向(4象限)GaN开关。
内部开关串联结构24通过其各个外部端子与上部开关串联结构20的中部端子连接并且与下部开关串联结构22的中部端子连接。内部开关串联结构24的中部端子与交流端子14连接。
功率转换器10还包括控制单元，该控制单元布置用于控制半导体开关261…266的门极电压以控制所述半导体开关各自的导通状态，从而控制直流电压和交流电压之间的转换。
在功率转换器10运行期间，控制单元确定交流电压的瞬时值落入交流相电压范围的上三分之一、中间三分之一还是下三分之一。若瞬时值在交流电压范围的上三分之一范围内，上部开关串联结构20的上部IGBT261和下部开关串联结构的上部IGBT 263就保持在导通状态中、即被接通。上部和下部的开关串联结构20、22的下部IGBT 262、264被关断。
内部开关串联结构24的半导体开关265、266以脉冲宽度调制的方式通断，从而由内部开关串联结构24的外部端子上的两个直流电压接近瞬时交流电压，所述两个直流电压是上部直流端子121和上部中间直流电压节点181的直流电压，即假设直流端子121、122的值分别为VDC和0V，则所述两个直流电压为VDC和2/3VDC。
若交流电压的瞬时值在所述交流电压的中间三分之一以内，则上部开关串联结构20的下部IGBT 262和下部开关串联结构的上部IGBT 263就保持在导通状态中、即被接通，而另外的两个IGBT 261、264被关断。此外，内部开关串联结构24的半导体开关265、266以脉冲宽度调制的方式通断，从而由内部开关串联结构24的外部端子上的两个直流电压接近瞬时交流电压，所述两个直流电压现在是上部和下部中间直流电压节点181、182的直流电压、即1/3VDC和2/3VDC。
由于与中间直流电压节点181、182的连接交叉，内部开关串联结构24两端的电压具有反转的极性。内部开关串联结构24的集成的双向开关265、266可以有利地处理这种反转的极性，而不需要额外的开关或不同的控制方案。
若交流电压的瞬时值在所述交流电压的下三分之一以内，上下开关串联结构20、22的下部IGBT 262、264就接通，而其它两个IGBT 261、263关断。内部开关串联结构24的外部端子处的两个直流电压现在是下部中间直流电压节点182的直流电压和下部直流端子122的电压，即1/3VDC和0V。
从所描述的半导体开关261…266的控制方案可以看出，IGBT 261…264仅需在交流电压周期内改变它们的导通状态两次、即所述IGBT的通断频率等于交流电压频率。对于系统网络连接或类似系统网络的交流网络，这意味着IGBT 261…264以50Hz或60Hz的频率通断、即以低频通断。
另一方面，内部开关串联结构24的开关265、266执行脉冲宽度调制从而由施加在内部开关串联结构24的两端的直流电压近似交流电压，并且因此需要在相当高的频率、例如6kHz或30kHz或100kHz中进行通断。因此有利的是使用针对内部开关串联结构24中的低开关损耗而优化的半导体开关、例如GaN开关。
从以上描述还可以看出，内部开关串联结构24两端的电压可以具有两个极性，但是始终具有1/3VDC的量值。半导体开关265、266因此可以被选择为具有足以用于1/3VDC但不足以用于2/3VDC的额定电压。这又降低了这些器件产生的开关损耗。这是相对于其它4电平和3电平ANPC转换器的改进，在这些转换器中，额定电压为2/3VDC的器件通常需要在高频率中通断。
另一方面，IGBT 261…264需要隔离2/3VDC的电压，因此需要选择至少具有该额定电压的IGBT。有利的是，虽然所述IGBT的通断频率低，但损耗低。
考虑到多相转换器中的相间电压，由此产生的转换器运行实现了4个电压电平或7个电平，这使得能够在与3电平NPC的开关频率相同的情况下改善谐波性能。此外，器件的数量、即每个相臂6个半导体开关261…266相较于3级ANPC并未增多。
图2示出了连接系统网络的功率转换器10的模拟结果。所述功率转换器使用700V直流链路电压VDC，与400V交流系统网络连接并且以36kW运行。相间电压VPP具有7个电平，并且模拟结果显示谐波含量优于具有5个相间电平的三电平转换器在相同开关频率中通常能够实现的谐波含量。
与现有技术的三电平NPC拓扑相比，所述转换器10实现了更高数量的电平，并且因此实现了更低的谐波含量以及更低的器件损耗。与本领域已知的许多四级拓扑相比，所述功率转换器的器件数量较少，即每个相仅有六个器件。与现有技术的同样使用每个相六个器件的那些四级拓扑相比，所述功率转换器10具有较低的器件损耗，因为仅有额定为1/3VDC的器件需要在高频中通断。
图3以功率转换器40的形式示出了本发明的第二实施例。功率转换器40包括具有一些附加物的功率转换器10的元件。
作为对功率转换器10的相臂的补充，功率转换器40包括两个附加的内部开关串联结构411、412。附加的内部开关串联结构411、412包括与内部开关串联结构24相同的元件。所有三个内部开关串联结构24、411、412均并联地布置。
三个内部开关串联结构24、411、412的中部端子通过用于每个内部开关串联结构24、411、412的感应元件相互连接。感应元件可以耦连以形成共同的电感器。图3示出了相臂的单个交流端子14的电感元件的远侧。
内部开关串联结构24、411、412由控制单元控制从而以交错的方式运行、即内部开关串联结构24、411、412其中之一的半导体开关相对于其他内部开关串联结构24、411、412具有相移地运行。在这种拓扑结构中，只有半导体开关265、266是交错的，而高压IGBT261…264仍在相同的低频中进行通断。交错增加了可用电平的数量并实现了更高的额定电流。
代替两个附加的内部开关串联结构411、412可以使用并且以交错的模式运行任何其他数量的附加的内部开关串联结构411、412。与功率转换器10一样，分别具有多个内部开关系串联结构24、411、412的多个相臂用于多相交错式功率转换器40。
附图标记清单
10、40 功率转换器
121、122 直流端子
14 交流端子
16 直流链路
181、182 中间直流节点
191...193 电容器
20 上部开关串联结构
22 下部开关串联结构
24 内部开关串联结构
261...264 IGBT器件
265、266 双向开关
VDC 直流链路电压
VPP 相间电压
411、412 附加的内部开关串联结构。

Claims (11)

1.一种用于在第一和第二电压之间进行转换的功率转换器(10、40)，所述第一电压为直流电压(VDC)并且所述第二电压是单相或者多相的交流电压，所述功率转换器包括
-具有电容器串联结构的直流链路(16)，所述电容器串联结构包括三个电容器(191…193)，所述电容器串联结构的外部节点形成所述功率转换器(10、40)的上部和下部直流端子(121、122)并且所述电容器之间的连接点形成上部和下部的中间电压节点(181、182)，
-一个或多个相臂，每个相臂包括：
--布置在所述上部直流端子(121)和所述下部的中间电压节点(182)之间的上部开关串联结构(20)，所述上部开关串联结构(20)包括两个半导体开关(261、262)，
--布置在所述下部直流端子(22)和所述上部中间电压节点(181)之间的下部开关串联结构(22)，所述下部开关串联结构(22)包括两个半导体开关(263、264)，
--布置在所述上部和下部开关串联结构(20、22)的中点之间的内部开关串联结构(24)，所述内部开关串联结构(24)包括两个半导体开关(265、266)，所述内部开关串联结构的中点构成所述功率转换器(10、40)的交流端子(14)，其中，所述内部开关串联结构(24)的半导体开关(265、266)是双向半导体开关(265、266)。
2.根据权利要求1所述的功率转换器(10、40)，其中，所述双向半导体开关(265、266)是集成的双向开关(265、266)。
3.根据权利要求1或2所述的功率转换器(10、40)，所述功率转换器包括控制单元，其中，所述控制单元布置用于控制所述内部开关串联结构(24)的半导体开关(265、266)以大于1kHz、优选大于5kHz的频率进行通断。
4.根据权利要求3所述的功率转换器(10、40)，其中，所述控制单元布置用于控制所述上部和/或下部开关串联结构(22、24)的半导体开关(261...264)以小于1kHz、优选小于500Hz的频率进行通断。
5.根据前述权利要求之一所述的功率转换器(10、40)，其中，所述内部开关串联结构(24)的半导体开关(265、266)的额定电压低于直流电压(VDC)的2/3。
6.根据前述权利要求之一所述的功率转换器(10、40)，其中，所述内部开关串联结构(24)的半导体开关(265、266)针对低开关损耗优化。
7.根据前述权利要求之一所述的功率转换器(10、40)，其中，所述内部开关串联结构(24)的半导体开关(265、266)是SiC开关或者GaN开关。
8.根据前述权利要求之一所述的功率转换器(10、40)，其中，所述上部和/或下部开关串联结构(20、22)的开关(261、264)针对低传导损耗优化。
9.根据前述权利要求之一所述的功率转换器(10、40)，其中，所述上部和/或下部开关串联结构(20、22)的开关(261、264)是Si绝缘栅双极晶体管器件。
10.根据前述权利要求之一所述的功率转换器(10、40)，所述功率转换器包括一个或多个与所述内部开关串联结构(24)并联地布置附加的内部开关串联结构(411、412)，其中，所述控制单元被布置用于控制所述内部开关串联结构(24)和所述附加的内部开关串联结构(411、412)的半导体开关(265、266)以进行交错的运行。
11.根据前述权利要求之一所述的功率转换器(10、40)，其中，所述内部开关串联结构(24)、上部开关串联结构(20)和/或下部开关串联结构(22)确切地包括两个半导体开关(261...266)。
CN202180024878.7A 2020-04-02 2021-03-05 功率转换器 Pending CN115349220A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP20167731.7 2020-04-02
EP20167731.7A EP3890179A1 (en) 2020-04-02 2020-04-02 Power converter
PCT/EP2021/055534 WO2021197755A1 (en) 2020-04-02 2021-03-05 Power converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115349220A true CN115349220A (zh) 2022-11-15

Family

ID=70165830

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202180024878.7A Pending CN115349220A (zh) 2020-04-02 2021-03-05 功率转换器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20230216428A1 (zh)
EP (2) EP3890179A1 (zh)
CN (1) CN115349220A (zh)
WO (1) WO2021197755A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113949259B (zh) * 2021-12-21 2022-03-01 浙江日风电气股份有限公司 一种npc三电平关机控制方法、装置及系统

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7688048B2 (en) * 2007-02-21 2010-03-30 American Power Conversion Corporation 3-phase high power UPS
DE102014005124A1 (de) * 2014-04-08 2015-10-08 Karlsruher Institut für Technologie Schaltungsanordnung und Verfahren zum Austausch elektrischer Energie
US9991820B2 (en) * 2016-03-04 2018-06-05 Caterpillar Inc. Multi-level converter and method of operating same

Also Published As

Publication number Publication date
EP4104284A1 (en) 2022-12-21
EP4104284B1 (en) 2024-01-24
WO2021197755A1 (en) 2021-10-07
US20230216428A1 (en) 2023-07-06
EP3890179A1 (en) 2021-10-06
EP4104284C0 (en) 2024-01-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Nami et al. Five level cross connected cell for cascaded converters
JP6169980B2 (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4258739B2 (ja) 直流電圧源、特に光電池直流電圧源の電気的な交流電圧を交流電圧に変換する方法
JP6352904B2 (ja) 高電圧高電力多重レベルドライブ構造
US9825532B2 (en) Current control for DC-DC converters
JP5977282B2 (ja) マルチレベルインバータ
JP4902029B1 (ja) パワー半導体モジュール
RU2663822C2 (ru) Многоуровневый преобразователь мощности
US20090080225A1 (en) Voltage source converter and method of controlling a voltage source converter
JPH08289561A (ja) 電力変換装置
JP2015035902A (ja) マルチレベル電力変換装置
US6879503B2 (en) Cutting electric power converter
US11171575B2 (en) Modular multilevel converter topologies
US11962250B2 (en) Hybrid modular multilevel converter (HMMC) based on a neutral point clamped (NPC) topology
KR20090126993A (ko) 전력회생이 가능한 멀티레벨 컨버터용 모듈 및 이를 이용한멀티레벨 컨버터
EP4104284B1 (en) Power converter
US11962251B2 (en) Hybrid modular multilevel converter (HMMC) based on a neutral point pilot (NPP) topology
JP2022520864A (ja) ブリッジ回路のパワー半導体スイッチをオフにする方法、ブリッジ回路、およびブリッジ回路を含むインバータ
CN112534585A (zh) 可扩展的多电平电力转换器
JP4491718B2 (ja) ３レベルコンバータ
CN110915089A (zh) 用于控制网格网络中电流的分布的功率通量控制设备
CN113852288A (zh) 有源整流器电路
JP4332688B2 (ja) ３相入力／１相出力の電力変換装置、３相入力／３相出力ｐｗｍサイクロコンバータおよび３相出力多重形ｐｗｍサイクロコンバータ
CN105359403A (zh) 变换器
JP3150521B2 (ja) ブリッジ回路及びインバータ装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination