CN1153361C

CN1153361C - 具有时钟信号发生器的接收器

Info

Publication number: CN1153361C
Application number: CNB998007692A
Authority: CN
Inventors: H; H·库尔捷
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1998-03-20
Filing date: 1999-03-18
Publication date: 2004-06-09
Anticipated expiration: 2019-03-18
Also published as: WO1999049582A3; KR100611245B1; KR20010012682A; WO1999049582A2; CN1272257A; US6449319B1; EP0988707A2; JP2001527736A

Abstract

在接收器中，基准频率振荡器(RFO)产生具有基准频率(Fref)的基准频率信号。时钟电路从基准频率信号导出时钟信号(CLK)。频率转换器(FRC)利用转换频率(Fconv)对输入信号(RF)进行频率转换从而获得中频信号(IF)。转换频率是基准频率(Fref)乘以P除以M，P和M均为整数，其中P是可变的。所包含的移频电路(FSC)用来将基准频率偏移一个频率偏移量(ΔFref)，该偏移量约等于基准频率(Fref)乘以K除以P的典型值(Ptyp)，K为整数(ΔFref＝K×Fref÷Ptyp)。这样，通过将基准频率(Fref)偏移前面所述频率偏移量(ΔFref)，可以防止时钟信号(CLK)在需要把接收器调谐到其中的信道中产生干扰，基本上不影响调谐的精度。不论基准频率(Fref)是否偏移，总是存在这样的P值，使得接收器被精确地调谐到所需的信道。

Description

具有时钟信号发生器的接收器

技术领域

本发明涉及一种接收器，该接收器包括用来产生具有基准频率的基准频率信号的基准频率振荡器和用来从该基准频率信号导出时钟信号的时钟电路。

背景技术

英国专利GB-A-2 310 966描述了一种通讯设备，该设备包含在借助系统时钟信号设置的速率下工作的电路。所述通讯设备可以在多个不同信道的任何信道上进行通信。时钟电路以第一频率输出系统时钟信号，该信号在多个不同信道中的至少一个信道上产生伪信号。当要把通讯设备调谐到多个不同信道中的至少一个信道上时，控制器按照第一预置量将系统时钟偏移至第二频率，以便从多个信道中的所述至少一个信道中去掉伪信号。

发明内容

本发明的一个目的是使得可以低成本地实现开篇中所定义的接收器。

假设接收器包括一个频率转换器，用于利用转换频率转换输入信号的频率，以便得到中频信号，该转换频率是基准频率乘以P除以M，P和M均为整数，P是可调的。

本发明考虑了以下方面。在许多接收器中，中频信号的频率必须足够精确以便获得满意的接收质量。中频信号的频率精度取决于输入信号的频率精度以及转换频率的精度。输入信号的频率精度通常相对来说是好的，因此，中频信号IF的频率精度基本上取决于转换频率的精度。

如果基准频率是固定并精确的，则可以得到足够精确的转换频率。按照一个单位量调整P值，引起转换频率的变化等于基准频率除以M。一个单位一个单位地改变P值，将得到一个转换频率的网络，其中相邻转换频率之间的距离是基准频率除以M。利用这种网络，在中频的范围内可以获得相对满意的频率精度，以便获得满意的接收质量。

在先有技术中，合成器电路用来从基准频率信号导出时钟信号。因此，当基准频率保持固定时，时钟信号频率可能产生偏移。通过偏移时钟信号的频率，可以防止时钟信号在需要把接收器调谐到其中的信道上产生干扰。

根据本发明，接收器包括移频电路，用来按照一定的频率偏移量偏移基准频率，所述频率偏移量约等于基准频率乘以K除以典型值P，其中K是整数。因此，通过按照上述频率偏移量偏移基准频率，可以避免时钟信号在所需信道上产生干扰，基本上不影响调谐的精度。转换频率基本上保持在不偏移基准频率时所得到的转换频率网格上。由于转换频率基本上保持在这种网格上，所以在中频范围内频率精度不会受到由于基准频率振荡器产生频率偏移这种实际情况的太大的影响。从而，本发明提供令人满意的接收质量，而不需要从基准频率信号产生时钟信号的合成器。因此，可以低成本地实施本发明。

通过非限制性的实例，并参考以下所描述的实施例，本发明的这些和其它方面将得到阐述，使其显而易见。

附图说明

附图中：

图1是说明本发明的接收器的基本特征的概念图。

图2是说明本发明的接收器及其调谐方法的进一步特征的概念图。

图3是说明本发明的接收器的实施例的方框图。

图4是说明图3中图解说明的接收器的调谐方法的流程图。

具体实施方式

以下的阐述涉及一些参考符号，在所有图中相似的实体由相同的参考字符定义。在单个图中可能出现几个相似实体，对于这种情况，将在参考字符后面添加数字以便区分相似实体。如果是不同的多个相似实体，则数字位于圆括号中。为方便起见可以省略数字。

图1图解说明了本发明的基本特征。基准频率振荡器RFO产生具有基准频率Fref的基准频率信号。时钟电路从基准频率信号导出时钟信号CLK。频率转换器FRC利用转换频率Fconv对输入信号RF进行频率转换，以便得到中频信号IF。该转换频率是基准频率(Fref)乘以P除以M，P和M均为整数，其中P是可变的。所包含的移频电路(FSC)用来将基准频率Fref偏移一个频率偏移量(ΔFref)，该频率偏移量约等于基准频率(Fref)乘以K除以P的典型值(Ptyp)，K为整数。即，(ΔFref＝K×Fref÷Ptyp)。

为有利于实现图1中图解说明的基本特征，已经考虑了以下诸方面。实际上，P通常由频率转换器FRC中所使用的频率转换控制值来定义。对于需要把频率转换器FRC调谐到其中的每一个信道，都存在特定的P值，因此存在特定的频率转换控制值。可以将所有这些频率转换控制值存储在存储器中。然而，这需要相对大的存储器，使得这种方案相对地昂贵。

通常，信道存在于其中相邻信道之间的频率距离为固定的频率网格上。假设参考频率Fref不被偏移，不同信道的频率转换控制值构成相邻值之间的差为固定值的网格。和在存储器中保存所有值相比，对于每一信道，这样一种规律使得可以以较低的成本获得频率转换控制值。然而，由于对于一个或多个信道基准频率Fref将被偏移，所以这种值的规律性是不存在的。

图2图解说明以下特征。发生器GEN响应信道选择命令CHsel而产生初始频率转换控制值Np。校正器COR响应初始频率转换控制值Np而向频率转换器FRC提供频率转换控制值N。在基准频率Fref不被移动的情况下，频率转换控制值N就是初始频率转换控制值Np本身。而在基准频率Fref被偏移的情况下，频率转换控制值N等于初始频率转换控制值Np减K。在频率转换器FRC中，p等于频率转换控制值N加上包括0在内的任意整数A：P＝N+A。

图2中所示的特征具有以下的作用及优点。初始频率转换控制值Np将位于其中相邻值之间的差为固定值的网格上。因此，这使得提供这些值的发生器GEN实现起来比较容易。校正器COR也可以用一种简单的方法来实现，例如，用或者接收0或者接收等于K的固定值的减法器来实现。因此，图3中所示的特征有助于实施例的经济性。

图3图解说明具有图1和图2中所示特征的接收器的例子。该接收器包括频率转换器FRC，解调器DEM，和基带处理器PRC。它还包括晶体振荡器XTO，逻辑电路TTL，移频电路FSC，存储器MEM，和控制器CON。要详细地说，频率转换器FRC包括输入放大器LNA，第一和第二混频器MIX1，MIX2，滤波器FIL，合成器SYN和倍频器MUL。移频电路FSC包括存储器MEM和D/A转换器DAC。

图3中所示的接收器的工作情况如下。频率转换器FRC利用转换频率Fconv对输入信号RF进行频率转换，从而获得中频信号IF2。转换频率Fconv由控制器CON所提供的合成器控制值N和由晶体振荡器XTO所提供的基准频率Fref来确定。解调器DEM从中频信号IF2导出基带信号BB。基带处理器PRC对基带信号BB进行处理，例如以便得到声音信号和控制命令。

基带处理器PRC和控制器CON在时钟信号CLK的控制下工作。TTL电路从由晶体振荡器XTO所提供的基准频率Fref导出时钟信号CLK。利用由D/A转换器DAC所提供的控制电压Vc能够将基准频率Fref偏移。控制电压Vc是由从存储器MEM中读出并输出到D/A转换器DAC的值VAL所定义的。响应信道选择命令Chsel，控制器CON选择要从存储器MEM中读取的两个可能的值VAL1和VAL2中的一个，并计算应当加到频率转换器FRC的合成器控制值N。

在频率转换器FRC中，输入放大器LNA将输入信号RF放大。第一混频器MIX1将由合成器SYN提供的第一混频信号LO1与放大后的输入信号进行混频。第一混频信号LO1的频率比输入信号RF的频率高。第一混频信号LO1的频率是基准频率Fref的N到M倍，其中N是合成器控制值，M是整数。这样，第一混频器MIX1对放大后的输入信号进行频率转换，产生初始中频信号IF1。经过滤波器FIL1滤波之后，第二混频器MIX2将信号IF1与由接收从晶体振荡器XTO输出的信号的倍频器MUL提供的第二混频信号LO2混频。第二混频信号LO2的频率等于基准频率Fref的R倍。因此，第二混频器MIX2对初始中频信号IF1进行频率转换，产生由频率转换器FRC提供的中频信号IF2。中频IF2低于初始中频IF1。

因此，频率转换器FRC的转换频率Fconv为(N÷M-R)×Fref。可以把它重新写为Fconv＝(N-R×M)×Fref÷M。接着有P＝N-R×M。整数R前面的负号是由于第一混频信号LO1的频率比输入信号RF的频率高，而中频IF2低于初始中频信号IF1。

图4说明图3中所示的接收器的调谐方法。步骤S1，控制器CON根据它所接收到的信道选择命令Chsel计算初始合成器控制值Np(CHsel＝＞Np)。步骤S2，控制器CON检查该信道选择命令Chsel是否属于特定信道选择命令组GRP(CHsel∈GRP？)。组GRP是由相关信道的信道命令Chsel所构成的，在这些信道中，如果基准频率Fref不被偏移，时钟信号CLK将引起干扰。如果该信道选择命令Chsel不属于特定信道选择命令组GRP，则控制器CON执行步骤S3和S4。如果该信道选择命令Chsel属于特定信道选择命令组GRP，则控制器CON执行步骤S5和S6。

假设信道选择命令Chsel不属于特定信道选择命令组GRP。在步骤S3中，控制器CON选择从存储器MEM中读出的值VAL1，以便将值VAL1输送到D/A转换器DAC。结果，基准频率将是缺省的基准频率Fref(VAL1→DACXTO：Fref)。在步骤S4中，控制器将合成器控制值N输送到合成器SYN，该合成器控制值N等于初始合成器控制值Np(N＝Np)。

假设信道选择命令Chsel属于特定信道选择命令组GRP。在步骤S5中，控制器CON选择从存储器MEM中读出的值VAL2，以便将值VAL2输送到D/A转换器DAC。结果，基准频率将是波偏移的基准频率Fref+ΔFref(VAL2→DACXTO：Fref+ΔFref)。在步骤S6中，控制器CON将合成器控制值N输送到合成器SYN，该频率合成器控制值N等于初始合成器控制值减K(N＝Np-K)，K是包括负值在内的整数。

缺省的基准频率和偏移的基准频率之间的差ΔFref大约等于缺省的基准频率Fref乘K再除以P的典型值(Ptyp)。假设K为正值，如果基准频率不被偏移，对于时钟信号CLK要产生干扰的信道，基准频率将有所增加，相反，如果K为负值，对于这些信道，基准频率将有所减小。

例如图3中图解说明的接收器可以作为按照移动电话一般标准N-AMPS工作的移动电话的部件。作为例子，给出了图3中的接收器的各参数值。基准频率Fref为15,36MHz，整数M为1536。从而，合成器控制值N每变化一个单位，转换频率Fconv将变化10kHz。初始中频IF1为92,61MHz，中频IF为450kHz。第二混频信号LO2的频率为92,16MHz，它是基准频率Fref的6倍，即R＝6。

基准频率Fref的谐波会在数字为112，184，368，440，624和696的信道上产生干扰。因此，如果接收器被调谐到这些特定信道上时，基准频率Fref需要被偏移。如前所述，频率偏移ΔFref应大约等于缺省的基准频率Fref的K倍再除以P的典型值(Ptyp)。

P的典型值(Ptyp)的确定如下。对于基准频率Fref需要被偏移的信道，第404信道处在最低特定信道112和最高特定信道696之间的中部。将接收器调谐到第404信道的P值被当作是P的典型值(Ptyp)。第404信道的输入信号RF的频率为882.12MHz。因此，为了将接收器调谐到这一频率，第一混频信号LO1需要具有频率为882.12+92.61MHz，即974.73MHz。这样，合成器控制值N需为97473。因此，典型合成器控制值为97473。由于Ptyp＝Ntyp-R×M，其中Ntyp＝97473，R＝6，M＝1536，得到Ptyp＝88257。

这样，如上所计算的，P的典型值Ptyp是88257，频率偏移ΔFref应当是174Hz的K倍，所述174Hz是基准频率15.36MHz除以典型值Ptyp。例如，假设K＝+2。这意味着，与用来将接收器调谐到普通信道的基准频率Fref相比较，用来将接收器调谐到特定信道的基准频率Fref要高出348Hz。

尽管如此，让我们还是假设当接收器被调整到第404普通信道时，基准频率Fref被偏移ΔFref＝+2×174Hz＝348Hz。前面已经说明，当不偏移基准频率Fref时，将接收器调谐到该信道的合成器控制值N应该是97473。但是，由于基准频率Fref被偏移，所以将该接收器调谐到第404信道需要一个不同的合成器控制值N。

由于前面已经假设基准频率Fref被偏移了ΔFref＝+2x174Hz，所以，合成器控制值N需要将97473减去K，即，97473减2。在这种情况下，第一混频信号LO1的频率为(97471÷1536)×15,360,384Hz，即974,732,088Hz。因此，初始中频IF1信号将具有92,612,088Hz的频率。第二混频信号LO2的频率为92,162,088Hz。因此，中频信号IF2的频率为450,000Hz。这样，偏移基准频率Fref不会影响中频信号IF2的频率精度。因此，这一信号将相对于一个或多个450kHz的、提供相邻信道选择性的滤波器而准确地定位。参考图3，这样的滤波器可以包含在解调器DEM中。

实际上，有时希望使基准频率偏移一个与基准频率Fref乘以K再除以P的典型值(Ptyp)稍有不同的值。例如，假设基准频率Fref同时用来产生必须具有精确频率的传输信号。这样，使基准频率Fref偏移将影响传输信号频率的精度。因此，必须在中频信号IF2的频率精度和传输信号的频率精度之间作出折衷。现给出一个例子，实际上已经发现，360Hz的频率偏移ΔFref比前面计算的348Hz的频率偏移ΔFref更好。

上述附图及其描述部分只是举例说明，而不是对本发明的限制。显然，存在许多替换方案。在这方面将做最后的陈述。

参考图3所示的接收器，应注意，整个VAL值系列都可以被存储在存储器MEM中。对于已知的合成器控制值N，控制器CON可以选择用于获得最佳接收质量的值。为此，图4所示的方法可以做如下的修改。在步骤S5，控制器根据信道选择命令Chsel从存储器MEM中选择一个值，而不是总选择VAL2。实际上，控制器CON在与基准频率Fref乘以K再除以P的典型值(Ptyp)稍有不同的各种频率偏移中选择一种频率偏移。

功能单元或功能可以被分为多种不同的方式。在这一方面，应当指出，图例是非常概略的，并且每个图仅仅代表单一实施例。虽然图中以分离的方框的形式表示功能单元，但这根本不排除在单一的实体单元中实现几个功能单元的事实。例如，参考图3，存储器MEM和D/A转换器DAC可以包含在控制器CON中。

Claims

1.一种接收器，它包括：

基准频率发生器(RFO)，用来产生具有基准频率(Fref)的基准频率信号，

时钟电路，用来从所述基准频率信号导出时钟信号(CLK)；

其特征在于，该接收器还包括：

频率转换器(FRC)，它利用转换频率(Fconv)对输入信号(RF)进行频率转换从而获得中频信号(IF)，所述转换频率是基准频率(Fref)乘以P再除以M，P和M均为整数，其中P是可变的；以及

移频电路(FSC)，用来将所述基准频率偏移一个频率偏移量(ΔFref)，该频率偏移量约等于所述基准频率(Fref)乘以K再除以P的典型值(Ptyp)，其中K为整数，P的典型值为将接收器调谐到受基准频率的谐波干扰的最低和最高特定信道之间中部信道上的P值。

2.按照权利要求1的接收器，其特征在于所述接收器还包括：

用来响应信道选择命令(Chsel)而产生初始频率转换控制值(Np)的发生器(GEN)；

校正器，用来响应所述初始频率转换控制值(Np)而将频率转换控制值(N)输送给所述频率转换器(FRC)，在所述基准频率(Fref)不被偏移的情况下，所述频率转换控制值(N)就是所述初始频率转换控制值(Np)本身，而在所述基准频率(Fref)被偏移的情况下，所述频率转换控制值(N)等于所述初始频率转换控制值(Np)减K，P等于所述频率转换控制值(N)加上包括0在内的任意整数(A)。

3.一种调谐权利要求1所述接收器的方法，其特征在于所述方法包括以下步骤：

响应信道选择命令(Chsel)而产生初始频率转换控制值(Np)；

响应所述初始频率转换控制值(Np)而将频率转换控制值(N)输送给所述频率转换器(FRC)，在所述基准频率(Fref)不被偏移的情况下，所述频率转换控制值(N)就是所述初始频率转换控制值(Np)本身，而在所述基准频率(Fref)被偏移的情况下，所述频率转换控制值(N)等于所述初始频率转换控制值(Np)减K，P等于所述频率转换控制值(N)加上包括0在内的任意整数(A)。