CN115313940B - 一种用于伺服电机的电流估计器 - Google Patents

一种用于伺服电机的电流估计器 Download PDF

Info

Publication number
CN115313940B
CN115313940B CN202211000511.4A CN202211000511A CN115313940B CN 115313940 B CN115313940 B CN 115313940B CN 202211000511 A CN202211000511 A CN 202211000511A CN 115313940 B CN115313940 B CN 115313940B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
phase
module
servo motor
reconstruction
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202211000511.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN115313940A (zh
Inventor
周玉仙
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chongqing Zhicheng Konghai Technology Co.,Ltd.
Original Assignee
Chongqing Haikong Technology Partnership Enterprise LP
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chongqing Haikong Technology Partnership Enterprise LP filed Critical Chongqing Haikong Technology Partnership Enterprise LP
Priority to CN202211000511.4A priority Critical patent/CN115313940B/zh
Publication of CN115313940A publication Critical patent/CN115313940A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN115313940B publication Critical patent/CN115313940B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明公开了一种用于伺服电机的电流估计器，包括第一累加求和模块，产生a相离散电流和；第二累加求和模块，产生b相离散电流和；第一除法模块，接收a相离散电流和，以产生a相电流平均值；第二除法模块，接收b相离散电流和，以产生b相电流平均值；第一乘法模块，接收a相电流平均值，并乘以/2，以产生a相电流幅值；第二乘法模块，接收b相电流平均值，并乘以/2，以产生b相电流幅值；a相电流重构模块、b相电流重构模块、c相电流重构模块，用于重构a相重构电流信号iae、b相重构电流信号ibe、c相重构电流信号ice。该电流估计器能够消除A/D转换器的采样误差，精确指示伺服电机的三相电流信号，改善伺服电机的控制性能。

Description

一种用于伺服电机的电流估计器
技术领域
本发明涉及伺服电机领域，特别涉及一种用于伺服电机的电流估计器。
背景技术
由于交流伺服电机具有结构简单、运行可靠并且调速范围宽等优点，已经成为了大多数高速数控机床主轴驱动装置的首选电机。不可否认，交流伺服电机及其驱动系统是制造业发展不可缺少的组成部分。
交流伺服电机作为一个多变量、非线性的被控对象，要对其进行高速及高性能控制，研究有效的电流驱动技术是其中非常重要的一个环节。目前伺服电机的驱动系统多采用A/D转换器，对伺服电机的三相电流进行采样，用于将其转换为数字信号，供后续控制驱动使用。但由于A/D转换器存在采样误差，输出的离散电流信号并不能精确反映伺服电机的三相电流，这会严重降低伺服电机的控制性能。
发明内容
鉴于上述问题，提出了本发明，以便提供一种用于伺服电机的电流估计器，对半周期范围内的电流采样值累加求和，并除以采样数，得到电流平均值，并乘以/2，以得到半周期范围内的电流幅值，进而重构每相输出电流，以消除A/D转换器的采样误差，精确指示伺服电机的三相电流信号，改善伺服电机的控制性能。
在本发明的一个实施例中，所述电流估计器包括：
第一累加求和模块，接收a相离散电流信号iac，用于对半周期内的N个连续的a相离散电流信号iac的绝对值进行累加求和，产生a相离散电流和；
第二累加求和模块，接收b相离散电流信号ibc，用于对半周期内的N个连续的b相离散电流信号ibc的绝对值进行累加求和，产生b相离散电流和；
第一除法模块，接收a相离散电流和，以产生a相电流平均值；
第二除法模块，接收b相离散电流和，以产生b相电流平均值；
第一乘法模块，接收a相电流平均值，并乘以/2，以产生a相电流幅值；
第二乘法模块，接收b相电流平均值，并乘以/2，以产生b相电流幅值；
a相电流重构模块，接收a相电流幅值，对a相电流信号重构，得到a相重构电流信号iae；
b相电流重构模块，接收b相电流幅值，对b相电流信号重构，得到b相重构电流信号ibe；
c相电流重构模块，根据a相重构电流信号iae、b相重构电流信号ibe，计算得到c相重构电流信号ice。
进一步的，所述a相离散电流和除以N，以产生a相电流平均值。
进一步的，所述b相离散电流和除以N，以产生b相电流平均值。
进一步的，所述a相电流重构模块根据a相电流幅值、伺服电机角速度计算得到a相重构电流信号iae。
进一步的，所述b相电流重构模块根据b相电流幅值、伺服电机角速度计算得到b相重构电流信号ibe。
进一步的，所述c相电流重构模块计算得到的c相重构电流信号ice具体为：
。
进一步的，所述a相重构电流信号iae、b相重构电流信号ibe、c相重构电流信号ice用于产生六路PWM信号，控制逆变器驱动伺服电机。
本发明的有益技术效果是：
本发明公开了一种用于伺服电机的电流估计器，重构伺服电机的每相电流信号，以消除A/D转换器的采样误差，精确指示伺服电机的三相电流信号，改善伺服电机的控制性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为伺服电机的驱动系统的控制框图；
图2为A/D转换器的采样原理图；
图3为控制信号产生模块的等效原理框图；
图4为SVPWM模块的流程示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本发明提供了一种用于伺服电机的电流估计器，对半周期范围内的电流采样值累加求和，并除以采样数，得到电流平均值，并乘以/2，以得到半周期范围内的电流幅值，进而重构每相输出电流，以消除A/D转换器的采样误差，精确指示伺服电机的三相电流信号，改善伺服电机的控制性能。
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
图1为本发明实施例提供的伺服电机的驱动系统的控制框图。如图1所示，该驱动系统包括：控制模块、逆变器和伺服电机。其中控制模块包括A/D转换器、电流估计器、坐标变换模块、速度调节环、控制信号产生模块、坐标逆变换模块、SVPWM模块。控制模块产生三路PWM信号PWMa、PWMb、PWMc和三路反相PWM信号，对逆变器中三相开关进行逆变控制，产生三相输出电压ua、ub、uc和三相输出电流ia、ib、ic，用于驱动伺服电机。
在本实施例中，A/D转换器的第一输入端接收a相输出电流ia，第二输入端接收b相输出电流ib，对a、b相输出电流ia、ib进行采样，经模数转换后，分别在第一输出端和第二输出端产生a、b相离散电流信号iac、ibc。
电流估计器的第一输入端接收a相离散电流信号iac，第二输入端接收b相离散电流信号iac，经电流重构后，在其三个输出端分别产生a相重构电流信号iae、b相重构电流信号ibe、c相重构电流信号ice。
坐标变换模块的四个输入端分别接收a相重构电流信号iae、b相重构电流信号ibe、c相重构电流信号ice和转子位置角θ，经abc/αβ和αβ/dq变换后，在其两个输出端上分别产生d轴电流信号id、q轴电流信号iq。
速度调节环的第一输入端接收转子角速ω，第二输入端连接转子角速度的指令值ω*，对转子角速度ω和转子角速度的指令值ω*的差进行PI调节，在其输出端上产生q轴电流信号的指令值iq*。
控制信号产生模块的第一输入端连接q轴电流信号的指令值iq*，第二输入端连接d轴电流信号的指令值id*，第三输入端连接转子角速度ω，第四输入端连接d轴电流信号id，第五输入端连接q轴电流信号iq，经过调节后产生独立的d轴电压控制量ud *、q轴电压控制量uq *。
Park逆变换模块的两个输入端接收d轴电压控制量ud *、q轴电压控制量uq *，经dq/αβ变换后，在其输出端产生α轴电压控制量uα *、β轴电压控制量uβ *。
SVPWM模块的第一输入端、第二输入端分别接收α轴电压控制量uα *、β轴电压控制量uβ *，产生三路PWM信号PWMa、PWMb、PWMc和三路反相PWM信号。
逆变器接收三路PWM信号PWMa、PWMb、PWMc和三路反相PWM信号，对三相开关进行逆变控制，将直流电源电压ubus转换为三相输出电压ua、ub、uc和三相输出电流ia、ib、ic，用于驱动伺服电机。
作为另一种可选的实施例，本实施例采用A/D转换器，根据采样定理对a、b相输出电流ia、ib进行采样，在一个交流周期内，设置2N个采样周期，即设置2N个采样点，其中N大于2。下面以附图2进一步说明A/D转换器的工作原理。如附图2所示，示例性地给出了两个采样点，分别在k时刻、k+1时刻对a相输出电流ia进行采样，其采样值与a相输出电流ia存在误差ΔA。类似的，在一个交流周期内，每个电流采样值都会与a相输出电流存在误差值。即A/D转换器输出的离散电流信号与a相输出电流ia都存在误差值，因此A/D转换器输出的离散电流信号并不能精确反映a、b相输出电流，需要对三相输出电流进行重构，用于精确指示伺服电机的三相输出电流。
如附图2所示，伺服电机的每相输出电流为正弦波。令每相输出电流的幅值为Ap，进而可以得到0- 范围内的面积Arei为：
其中，为采样周期，进而推到得到正半周中的电流平均值：
因此，本实施例采用电流估计器，对0-范围内的电流采样值累加求和，并除以采样数，得到电流平均值，并乘以/>/2，以得到0-/>范围内的电流幅值，进而重构每相输出电流，以精确指示伺服电机的三相输出电流。
作为另一种可选的实施例，电流估计器包括两个累加求和模块、两个除法模块、两个乘法模块、a相电流重构模块、b相电流重构模块、c相电流重构模块。
具体的，第一累加求和模块接收a相离散电流信号iac，用于对N个连续的a相离散电流信号iac的绝对值进行累加求和，产生a相离散电流和；
第二累加求和模块接收b相离散电流信号ibc，用于对N个连续的b相离散电流信号ibc的绝对值进行累加求和，产生b相离散电流和；
第一除法模块，用于接收a相离散电流和，并除以N，以产生a相电流平均值；
第二除法模块，用于接收b相离散电流和，并除以N，以产生b相电流平均值；
第一乘法模块，用于接收a相电流平均值，并乘以/2，以产生a相电流幅值；
第二乘法模块，用于接收b相电流平均值，并乘以/2，以产生b相电流幅值；
a相电流重构模块，用于接收a相电流幅值，对a相电流信号重构，得到a相重构电流信号iae；
b相电流重构模块，用于接收b相电流幅值，对b相电流信号重构，得到b相重构电流信号ibe；
c相电流重构模块，根据a相重构电流信号iae、b相重构电流信号ibe，计算得到c相重构电流信号ice；
进一步的，a相电流重构模块根据a相电流幅值、伺服电机角速度计算得到a相重构电流信号iae；
b相电流重构模块根据b相电流幅值、伺服电机角速度计算得到b相重构电流信号ibe；
c相电流重构模块计算得到的c相重构电流信号ice具体为：
。
作为另一种可选的实施例，本实施例设置一控制信号产生模块，如附图3所示，该控制信号产生模块包括：
第一d轴减法器，第一输入端连接d轴电流信号的指令值id*，第二输入端连接d轴电流信号id，经减法操作后，在其输出端产生d轴电流误差信号ed；
d轴PI调节器的第一输入端连接d轴电流误差信号ed，经PI调节后，在其输出端产生第一d轴误差信号调节量edc1；
第二d轴减法器的第一输入端连接第一d轴误差信号调节量edc1，第二输入端连接第二d轴误差信号调节量edc2，经减法操作后，在其输出端产生d轴误差信号调节量edc；其中edc2=kpωeq/s；
第一d轴加法器的第一输入端连接d轴误差信号调节量edc，第二输入端连接d轴电流调节量Kdid，经加法操作后，在其输出端产生d轴控制量ud *；其中Kd为d轴电流调节系数。
第一q轴减法器，第一输入端连接q轴电流信号的指令值id*，第二输入端连接q轴电流信号iq，经减法操作后，在其输出端产生q轴电流误差信号eq；
q轴PI调节器的第一输入端连接q轴电流误差信号eq，经PI调节后，在其输出端产生第一q轴误差信号调节量eqc1；
第一q轴加法器的第一输入端连接第一q轴误差信号调节量eqc1，第二输入端连接第二q轴误差信号调节量edc2，经加法操作后，在其输出端产生q轴误差信号调节量eqc；其中eqc2=kpωed/s；
第二q轴加法器的第一输入端连接q轴误差信号调节量eqc，第二输入端连接q轴电流调节量Kqiq，经加法操作后，在其输出端产生q轴控制量uq *；其中Kq为q轴电流调节系数。
进一步的，
其中，Kp、Ki分别是d轴PI调节器、q轴PI调节器的比例系数、积分系数，Rs为定子绕组，Ld、Lq分别是d、q轴等效电感。
具体的，根据伺服电机的数学模型，可以得到：
其中，ud、uq、id、iq分别是d、q轴等效输出电压、等效输出电流，ω为电机角速度，s为微分算子。
对公式（2）进行转换，得到：
其中，。
通过公式（3），可以得到对应的传递函数为：
在伺服电机控制中，通常需要增设电流PI调节器，实时对伺服电机的输出电流进行调节，进而公式（4）可以转换为：
由于d轴、q轴电流之间存在相互影响，导致后续会产生控制误差，影响控制性能，因此需要进一步在PI调节器的积分环节增设，用于消除d轴、q轴电流之间的相互影响。因此，公式（5）转换为：
从公式（6）可以得到，为了完全消除d轴、q轴电流之间的相互影响，必须使Kp=Ldω，Ki=Rsω，即。但是，当/>时，并不能完全消除d轴、q轴电流之间的相互影响，因此本实施例中增设d、q轴电流调节量，用于完全消除d轴、q轴电流之间的相互影响，其原理框图如附图3所示，构建得到相应的数学模型为：
其中，G1、G2分别是d、q轴PI调节器的传递函数。
对公式（7）进行转换后，得到：
其中：
由于d、q轴PI调节器的参数相同，因此Cdq、Cqd可以简化为：
为了完全消除d轴、q轴电流之间的相互影响，必须使Cdq、Cqd等于0，进而可以得到：
作为另一种可选的实施例，本实施例设置一SVPWM模块，如附图4所示，该SVPWM模块包括：
电压控制矢量计算模块，第一输入端接收α轴电压控制量uα *，第二输入端接收β轴电压控制量uβ *，计算电压控制矢量的幅值Uref和角度θref；
幅值判断模块，第一输入端接收电压控制矢量的幅值Uref，与阈值Uth进行比较，产生幅值指示信号；当幅值Uref小于等于阈值Uth时，输出第一指示信号，当幅值Uref大于阈值Uth时，输出第二指示信号；
扇区判断模块，其输入端接收幅值指示信号，判断电压控制矢量所处扇区，产生扇区指示信号；
非零矢量产生模块，其输入端接收扇区指示信号，根据扇区指示信号选择三个有效矢量，并采用伏秒平衡原则，确定三个有效矢量的作用时间，用于合成电压控制矢量；
PWM调制模块，接收三个有效矢量的作用时间，确定三个有效矢量的作用顺序，产生三路PWM信号PWMa、PWMb、PWMc，对其进行反相后，产生三路反相PWM信号。
进一步的，电压控制矢量的幅值Uref和角度θref为：
进一步的，阈值Uth优选为：
进一步的，扇区判断模块包括第一扇区判断模块和第二扇区判断模块，当幅值Uref小于等于阈值Uth时，幅值判断模块输出第一指示信号，扇区判断模块采用第一扇区判断模块；当幅值Uref大于阈值Uth时，幅值判断模块输出第二指示信号，扇区判断模块采用第二扇区判断模块。
进一步的，第一扇区判断模块包括：
当时，电压控制矢量处于第I扇区；
当时，电压控制矢量处于第II扇区；
当时，电压控制矢量处于第III扇区；
当时，电压控制矢量处于第IV扇区；
当时，电压控制矢量处于第V扇区；
当时，电压控制矢量处于第VI扇区。
第二扇区判断模块包括：
当时，电压控制矢量处于第VII扇区；
当时，电压控制矢量处于第VIII扇区；
当时，电压控制矢量处于第IX扇区；
当时，电压控制矢量处于第X扇区；
当时，电压控制矢量处于第XI扇区；
当时，电压控制矢量处于第XII扇区；
当时，电压控制矢量处于第XIII扇区；
当时，电压控制矢量处于第XIV扇区；
当时，电压控制矢量处于第XV扇区；
当时，电压控制矢量处于第XVI扇区；
当时，电压控制矢量处于第XVII扇区；
当时，电压控制矢量处于第XVIII扇区；
其中，自适应角度根据电压控制矢量的幅值Uref确定。
优选的，。
进一步的，有效矢量产生模块包括有效矢量确定子模块和作用时间确定子模块。有效矢量确定子模块根据扇区指示信号选择三个有效矢量，用于合成电压控制矢量。作用时间确定子模块根据伏秒平衡原则，确定三个有效矢量的作用时间。
有效矢量确定子模块具体包括：
当电压控制矢量处于第I扇区时，采用有效矢量U1、U3、U5；
当电压控制矢量处于第II扇区时，采用有效矢量U2、U4、U6；
当电压控制矢量处于第III扇区时，采用有效矢量U1、U 3、U5；
当电压控制矢量处于第IV扇区时，采用有效矢量U2、U4、U6；
当电压控制矢量处于第V扇区时，采用有效矢量U1、U3、U5；
当电压控制矢量处于第VI扇区时，采用有效矢量U2、U4、U6；
当电压控制矢量处于第VII扇区时，采用有效矢量U1、U3、U5；
当电压控制矢量处于第VIII扇区时，采用有效矢量U1、U2、U3；
当电压控制矢量处于第IX扇区时，采用有效矢量U2、U4、U6；
当电压控制矢量处于第X扇区时，采用有效矢量U2、U3、U4；
当电压控制矢量处于第XI扇区时，采用有效矢量U1、U3、U5；
当电压控制矢量处于第XII扇区时，采用有效矢量U3、U4、U5；
当电压控制矢量处于第XIII扇区时，采用有效矢量U2、U4、U6；
当电压控制矢量处于第XIV扇区时，采用有效矢量U4、U5、U6；
当电压控制矢量处于第XV扇区时，采用有效矢量U1、U3、U5；
当电压控制矢量处于第XVI扇区时，采用有效矢量U5、U6、U1；
当电压控制矢量处于第XVII扇区时，采用有效矢量U2、U4、U6；
当电压控制矢量处于第XVIII扇区时，采用有效矢量U6、U1、U2；
其中，有效矢量U1、U2、U3、U4、U5、U6分别为(100)、(110)、(010)、(011)、(001)、(101)。
具体的，目前在伺服电机控制过程中主要采用SVPWM调制方法，包括两个零矢量和六个有效矢量。传统的 SVPWM调制方法需进行复杂的坐标变换、三角函数运算、扇区判断、有效矢量作用时间的计算等，计算量大，直接影响高精度实时控制，同时由于需要在每个载波周期都采用零矢量，会造成输出谐波过大，开关损耗过大。因此，可以省略零矢量，降低开关频率，相应的也无法充分利用开关性能，这在输出电压矢量幅值较小时并不会带来明显影响，但在输出电压矢量幅值较大时明显就不适用。
因此，本实施例设置电压控制矢量的幅值Uref与阈值Uth进行比较，当幅值Uref小于等于阈值Uth时，采用第一扇区判断模块进行扇区判断和有效矢量设置，省略零矢量，降低开关损耗和输出谐波；当幅值Uref大于阈值Uth时，采用第二扇区判断模块进行扇区判断和有效矢量设置，通过引入自适应角度，进行扇区划分，增大扇区数量，改善输出谐波，充分利用开关性能，输出较大幅值的输出电压矢量。
还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的商品或者系统不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种商品或者系统所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的商品或者系统中还存在另外的相同要素。
上述说明示出并描述了本发明的若干优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (7)

1.一种用于伺服电机的电流估计器，其特征在于，所述电流估计器包括：
第一累加求和模块，接收a相离散电流信号iac，用于对半周期内的N个连续的a相离散电流信号iac的绝对值进行累加求和，产生a相离散电流和；
第二累加求和模块，接收b相离散电流信号ibc，用于对半周期内的N个连续的b相离散电流信号ibc的绝对值进行累加求和，产生b相离散电流和；
第一除法模块，接收a相离散电流和，以产生a相电流平均值；
第二除法模块，接收b相离散电流和，以产生b相电流平均值；
第一乘法模块，接收a相电流平均值，并乘以π/2，以产生a相电流幅值；
第二乘法模块，接收b相电流平均值，并乘以π/2，以产生b相电流幅值；
a相电流重构模块，接收a相电流幅值，对a相电流信号重构，得到a相重构电流信号iae；
b相电流重构模块，接收b相电流幅值，对b相电流信号重构，得到b相重构电流信号ibe；
c相电流重构模块，根据a相重构电流信号iae、b相重构电流信号ibe，计算得到c相重构电流信号ice；
所述电流估计器具体原理为：
令每相输出电流的幅值为Ap，进而得到半周期内的面积Arei为：
其中，τ为采样周期，进而推到得到半周期中的电流平均值Aavg：
所述电流估计器对半周期内的电流采样值累加求和，并除以采样数，得到电流平均值，并乘以π/2，以得到半周期内的电流幅值，进而重构每相输出电流，以精确指示伺服电机的三相输出电流。
2.根据权利要求1所述的用于伺服电机的电流估计器，其特征在于，所述a相离散电流和除以N，以产生a相电流平均值。
3.根据权利要求1所述的用于伺服电机的电流估计器，其特征在于，所述b相离散电流和除以N，以产生b相电流平均值。
4.根据权利要求1所述的用于伺服电机的电流估计器，其特征在于，所述a相电流重构模块根据a相电流幅值、伺服电机角速度计算得到a相重构电流信号iae。
5.根据权利要求1所述的用于伺服电机的电流估计器，其特征在于，所述b相电流重构模块根据b相电流幅值、伺服电机角速度计算得到b相重构电流信号ibe。
6.根据权利要求1所述的用于伺服电机的电流估计器，其特征在于，所述c相电流重构模块计算得到的c相重构电流信号ice具体为：
ice＝-iae-ibe。
7.根据权利要求1所述的用于伺服电机的电流估计器，其特征在于，所述a相重构电流信号iae、b相重构电流信号ibe、c相重构电流信号ice用于产生六路PWM信号，控制逆变器驱动伺服电机。
CN202211000511.4A 2022-08-19 2022-08-19 一种用于伺服电机的电流估计器 Active CN115313940B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211000511.4A CN115313940B (zh) 2022-08-19 2022-08-19 一种用于伺服电机的电流估计器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211000511.4A CN115313940B (zh) 2022-08-19 2022-08-19 一种用于伺服电机的电流估计器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN115313940A CN115313940A (zh) 2022-11-08
CN115313940B true CN115313940B (zh) 2023-12-19

Family

ID=83862487

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211000511.4A Active CN115313940B (zh) 2022-08-19 2022-08-19 一种用于伺服电机的电流估计器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115313940B (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101150294A (zh) * 2007-09-21 2008-03-26 艾默生网络能源有限公司 一种异步电动机的堵转参数辨识方法及装置
CN101447762A (zh) * 2007-11-26 2009-06-03 通用汽车环球科技运作公司 相电流采样和调节装置和方法以及电动机驱动系统
CN111769776A (zh) * 2020-06-30 2020-10-13 中科芯集成电路有限公司 一种轮毂电机控制器电流重构系统及方法
CN113872484A (zh) * 2021-09-27 2021-12-31 佛山市顺德区美的电子科技有限公司 三相电流重构方法、装置、设备和存储介质
CN113872483A (zh) * 2021-09-27 2021-12-31 佛山市顺德区美的电子科技有限公司 三相电流重构方法、装置、设备和存储介质

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101150294A (zh) * 2007-09-21 2008-03-26 艾默生网络能源有限公司 一种异步电动机的堵转参数辨识方法及装置
CN101447762A (zh) * 2007-11-26 2009-06-03 通用汽车环球科技运作公司 相电流采样和调节装置和方法以及电动机驱动系统
CN111769776A (zh) * 2020-06-30 2020-10-13 中科芯集成电路有限公司 一种轮毂电机控制器电流重构系统及方法
CN113872484A (zh) * 2021-09-27 2021-12-31 佛山市顺德区美的电子科技有限公司 三相电流重构方法、装置、设备和存储介质
CN113872483A (zh) * 2021-09-27 2021-12-31 佛山市顺德区美的电子科技有限公司 三相电流重构方法、装置、设备和存储介质

Also Published As

Publication number Publication date
CN115313940A (zh) 2022-11-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Türker et al. A robust predictive current controller for PMSM drives
CN108631672B (zh) 计及最优占空比调制的永磁同步电机预测磁链控制方法
CN103401503B (zh) 一种在谐波平面在线辨识双三相电机参数的方法及装置
Khadar et al. Sensorless field-oriented control for open-end winding five-phase induction motor with parameters estimation
CN110798116B (zh) 一种基于电枢模型独立前馈补偿的电机矢量复合控制器
Peter et al. A simplified DTC-SVPWM scheme for induction motor drives using a single PI controller
Ammar et al. Sensorless stator field oriented-direct torque control with SVM for induction motor based on MRAS and fuzzy logic regulation
CN110912480A (zh) 基于扩张状态观测器的永磁同步电机无模型预测控制方法
CN110086383B (zh) 十二相驱动系统的模型预测控制方法及装置
Koratkar et al. Comparative analysis of different control approaches of direct torque control induction motor drive
CN110165956B (zh) 一种开绕组永磁同步电机零序电感在线辨识方法
CN115833690A (zh) 六相永磁同步电机无参数模型预测电流控制系统及方法
CN115313940B (zh) 一种用于伺服电机的电流估计器
CN115313966B (zh) 一种用于伺服电机的svpwm模块
CN115313950B (zh) 一种伺服电机的驱动系统
Van Ngo et al. Model predictive direct power control for doubly fed induction generator based wind turbines with three-level neutral-point clamped inverter
CN113992095B (zh) 一种低复杂度的双三相永磁同步发电机pmsg模型预测直接功率控制方法
CN116054667A (zh) 一种无电解电容驱动系统的电流谐波抑制方法及装置
CN113056867A (zh) 逆变器控制装置
Valikhani et al. A brain emotional learning-based intelligent controller (BELBIC) for DFIG system
CN114157193A (zh) 一种寻优插值式同步电机转矩脉动抑制控制方法及系统
Gauri et al. A DTC Strategy for Five-phase Induction Motor Drive with Reduced Torque Ripple and Improved Low-Speed Performance
Moussa et al. Robust WTE sensorless design based on Soft-VSI structure for three-phase IM drive using sliding mode observer controller
CN111082711A (zh) 一种无刷直流电机反步法控制方法及系统
Mathur et al. Comparative study of total harmonic distortion on the current waveform by PWM fed and Vector controlled Induction motor drives

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
TA01 Transfer of patent application right
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20231123

Address after: B122, No. 92 Donglin Avenue (51-53 podium), Biquan Street, Bishan District, Chongqing, 400000

Applicant after: Chongqing Haikong Technology Partnership Enterprise (L.P.)

Address before: 226100 No. 18, Haosheng Road, Zhengyu Town, Haimen District, Nantong City, Jiangsu Province

Applicant before: Nantong Difu Tool Technology Co.,Ltd.

GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20240613

Address after: 402760 No.92 Donglin Avenue, Biquan street, Bishan District, Chongqing

Patentee after: Chongqing Zhicheng Konghai Technology Co.,Ltd.

Country or region after: China

Address before: B122, No. 92 Donglin Avenue (51-53 podium), Biquan Street, Bishan District, Chongqing, 400000

Patentee before: Chongqing Haikong Technology Partnership Enterprise (L.P.)

Country or region before: China