CN115276419A - 耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法及系统 - Google Patents

耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法及系统 Download PDF

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Abstract

本公开属于双有源桥变换器技术领域，具体涉及一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法及系统，包括：获取双有源桥变换器当前时刻的状态参数；根据所获取的当前时刻状态参数和耐采样噪声的预测控制模型的预测方程计算下一控制时刻输出电压和代价函数；根据所得到的下一控制时刻输出电压和代价函数，计算单重移相调制移相比，控制双有源桥变换器；其中，所述耐采样噪声的预测控制模型中的采样噪声耐受系数通过调试确定，得到受双有源桥变换器所在工作环境的采样噪声影响小的预测方程、代价函数和控制频率，不需改变开关频率；解决了现有方法双有源桥变换器模型预测控制性能受采样噪声影响大的问题。

Description

耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法及系统
技术领域
本公开属于双有源桥变换器技术领域，具体涉及一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法及系统。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
模型预测控制(MPC)是电力电子变换器的新一代控制技术，具有动态性能高、可多目标优化等优点，因此被推广应用到双有源桥(Dual Active Bridge，简称DAB)变换器。模型预测控制需要反馈信息实现状态预测，采样信号的精度与噪声，会对其控制性能产生较大影响。在实际系统中，由于功率开关器件的结电容与线路的寄生电感、变压器绕组漏感与寄生电容均为二阶环节，当高频电流流经时，易产生谐振，给采样信号附加高频噪声；传感器本身因精度有限且存在量化误差，其采样值也存在高频噪声。此外，提高DAB变换器的能量密度，往往通过提高开关频率来实现，但高频化对控制器采样精度和计算性能提出更高要求。
据发明人了解，现有的未考虑采样噪声影响的DAB变换器模型预测控制方法具有以下缺点：
(1)当传感采样信号存在噪声时，稳态下控制器的移相比输出值会有高频且大幅度的波动，这会导致电感电流应力增大、直流偏置产生、开关器件软开关丢失和输出电压纹波增大。(2)随着开关频率的提高，现有方法的控制效果受采样噪声影响愈发严重，表现为高频下极小的采样值噪声就会引起较大的移相比突变。(3)现有方法的模型预测控制频率与开关频率相同，控制器计算量与开关频率正相关，高频下计算负担增大，极高频下单周期内甚至无法完成计算。因此，现有DAB变换器模型预测控制方法的适用范围大大受限，难以应用于工业产品。
发明内容
针对背景技术中的DAB变换器模型预测控制性能易受采样噪声影响，高频下采样噪声敏感性增大、计算量增大的问题，本公开提出了一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法及系统，可实现不同开关频率、不同传感采样噪声等级情况下DAB变换器模型预测控制的采样噪声耐受能力提升，使控制器稳态输出移相比能维持在最优移相比值附近且波动小；在高开关频率工作状态下，可降低处理器计算负担，避免控制器算力不足导致的控制性能下降；提供不同工况下的控制参数调试方法，提高了DAB变换器模型预测控制工程应用的可行性。
根据一些实施例，本公开的第一方案提供了一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，采用如下技术方案：
一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，包括：
获取双有源桥变换器当前时刻的状态参数；
根据所获取的当前时刻状态参数和耐采样噪声的预测控制模型的预测方程计算下一控制时刻输出电压和代价函数；
根据所得到的下一控制时刻输出电压和代价函数，计算单重移相调制移相比，控制双有源桥变换器；
其中，所述耐采样噪声的预测控制模型中的采样噪声耐受系数通过调试确定，得到受双有源桥变换器所在工作环境的采样噪声影响小的预测方程、代价函数和控制频率，不需改变开关频率。
作为进一步的技术限定，所述双有源桥变换器包括8个功率开关器件组成的两个H桥、输入侧电容、输出侧电容、变压器、储能电感和负载电阻，每个H桥包括4个功率开关器件，带有储能电感的H桥为双有源桥变换器的原边，另一个H桥为双有源桥变换器的副边；双有源桥变换器的原边包括第一原边功率开关器件、第二原边功率开关器件、第三原边功率开关器件和第四原边功率开关器件，所述双有源桥变换器的副边包括第五副边功率开关器件、第六副边功率开关器件、第七副边功率开关器件和第八副边功率开关器件；所述第一原边功率开关器件和所述第二原边功率开关器件、所述第三原边功率开关器件和所述第四原边功率开关器件、所述第五副边功率开关器件和所述第六副边功率开关器件，以及所述第七副边功率开关器件和所述第八副边功率开关器件分别串联连接；
串联后的所述第一原边功率开关器件和所述第二原边功率开关器件、串联后的所述第三原边功率开关器件和所述第四原边功率开关器件，以及所述输入侧电容相并联；
所述变压器原边的一端通过所述储能电感连接在所述第一原边功率开关器件和所述第二原边功率开关器件的连接处，另一端连接在所述第三原边功率开关器件和所述第四原边功率开关器件的连接处；
串联后的所述第五副边功率开关器件和所述第六副边功率开关器件、串联后的所述第七副边功率开关器件和所述第八副边功率开关器件、所述负载电阻，以及所述输出侧电容相并联；
所述变压器副边的一端连接在所述第五副边功率开关器件和所述第六副边功率开关器件的连接处，另一端连接在所述第七副边功率开关器件和所述第八副边功率开关器件的连接处。
作为进一步的技术限定，所获取的双有源桥变换器的状态参数包括双有源桥变换器在k时刻的输入电压、输出电压和输出电流。
作为进一步的技术限定，所述双有源桥变换器的输出侧电压为状态变量，得状态方程为：
Figure BDA0003809602210000041
其中，C2表示输出侧电容，Uo表示输出电压，I2表示双有源桥变换器的副边电流，Io表示输出电流。
进一步的，为使预测控制模型具有采样噪声耐受能力，取离散步长为开关周期的整数m倍，设m为采样噪声耐受系数，对所述状态方程进行一阶前向欧拉离散化，构建耐采样噪声的预测控制模型，所述耐采样噪声的预测控制模型为离散方程，即
Figure BDA0003809602210000051
其中，
Figure BDA0003809602210000052
表示k+m时刻输出电压预测值，
Figure BDA0003809602210000053
表示k时刻输出电压采样值，Tc表示离散步长，Ts表示开关周期，Tc＝mTs，n表示变压器匝数比，Ui表示输入电压，L表示储能电感，D表示移相比，
Figure BDA0003809602210000054
表示k时刻输出电流采样值；
根据所得到的状态方程的一阶前向欧拉离散方程，得所述耐采样噪声的预测控制模型的输出电压预测方程
Figure BDA0003809602210000055
为
Figure BDA0003809602210000056
进一步的，设置所述耐采样噪声的预测控制模型的代价函数J(D)为
Figure BDA0003809602210000057
其中，
Figure BDA0003809602210000058
表示输出电压参考值；
当所述代价函数为0时，得到最优移相比Dopt，即得
Figure BDA0003809602210000059
其中，α表示最优移相比算子，
Figure BDA00038096022100000510
进一步的，将所获取的双有源桥变换器的当前时刻状态参数输入到耐采样噪声的预测控制模型的预测方程和代价函数中，计算单重移相调制移相比，控制双有源桥变换器，模型预测控制频率为fc＝fs/m,其中fs表示开关频率；
所述根据采样噪声大小设置预测控制模型中采样噪声耐受系数的过程为：
(1)将采样噪声耐受系数m的基准值设置为1，使所述双有源桥变换器正常工作，此时为传统不考虑采样噪声的模型预测控制；
(2)观察双有源桥变换器稳态时移相比控制量D的波形，若其波形的峰峰值不超过0.1，则此时采样噪声影响较小，不需进行采样噪声耐受能力提升；若其波形的峰峰值超过0.1，则进入(3)；
(3)将采样噪声耐受系数m的取值加1，停止向双有源桥变换器发波，将预测控制模型的离散步长Tc修改为Tc＝mTs，将m值更新到输出电压预测方程和最优移相比算子α的计算公式中，将模型预测控制工作频率修改为fc＝fs/m；恢复向双有源桥变换器发波，使得双有源桥变换器继续工作；
(4)观察双有源桥变换器稳态时移相比控制量D的波形，若其波形的峰峰值不超过0.1，则采样噪声耐受系数m的取值合适，调试结束；否则重新进入(3)。
根据一些实施例，本公开的第二方案提供了一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制系统，采用如下技术方案：
一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制系统，包括：
数据获取模块，其被配置为获取双有源桥变换器当前时刻的状态参数；
预测模块，其被配置为根据所获取的当前时刻状态参数和耐采样噪声的预测控制模型的预测方程计算下一控制时刻输出电压和代价函数；
计算与控制模块，其被配置为根据所得到的下一控制时刻输出电压和代价函数，计算单重移相调制移相比，控制双有源桥变换器；
其中，所述耐采样噪声的预测控制模型中的采样噪声耐受系数通过调试确定，得到受双有源桥变换器所在工作环境的采样噪声影响小的预测方程、代价函数和控制频率，不需改变开关频率。
根据一些实施例，本公开的第三方案提供了一种计算机可读存储介质，采用如下技术方案：
一种计算机可读存储介质，其上存储有程序，该程序被处理器执行时实现如本公开第一方面所述的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法中的步骤。
根据一些实施例，本公开的第四方案提供了一种电子设备，采用如下技术方案：
一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的程序，所述处理器执行所述程序时实现如本公开第一方面所述的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法中的步骤。
与现有技术相比，本公开的有益效果为：
在DAB变换器的实际系统中，采样噪声往往不可避免，会对模型预测控制性能产生较大影响；基于本公开所提出的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，无需附加物理或数字滤波器、无需增加复杂算法就可以提高DAB变换器模型预测控制的采样噪声耐受能力，避免了采样噪声存在的工况下稳态移相比的大幅波动，提高了系统效率；可实际工作于高频工况下，进一步拓展了模型预测控制的适用范围。
相比现有的模型预测控制方法，本公开所提出的方法负载切换的动态响应时间仅增加m-1倍的开关周期，故动态响应时间仍为微秒级别；而DAB变换器的传统PI控制和基于滤波器的采样噪声抑制模型预测控制的动态响应时间为毫秒级别，因此该方法仍具有很大动态性能优势。
附图说明
构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。
图1是本公开实施例一中的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法的流程图；
图2是本公开实施例一中的双有源桥变换器的拓扑结构示意图；
图3是本公开实施例一中的单重移相调制开关驱动信号波形图；
图4是本公开实施例一中的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法的结构框图；
图5是本公开实施例二中的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制系统的结构框图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例一
本公开实施例一介绍了一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法。
本实施例中的双有源桥变换器的拓扑结构示意图如图2所示，双有源桥变换器包括8个功率开关器件组成的两个H桥、输入侧电容C1、输出侧电容C2、变压器、储能电感L和负载电阻R，每个H桥包括4个功率开关器件，带有储能电感L的H桥为双有源桥变换器的原边，另一个H桥为双有源桥变换器的副边；双有源桥变换器的原边包括第一原边功率开关器件S1、第二原边功率开关器件S2、第三原边功率开关器件S3和第四原边功率开关器件S4，所述双有源桥变换器的副边包括第五副边功率开关器件S5、第六副边功率开关器件S6、第七副边功率开关器件S7和第八副边功率开关器件S8；所述第一原边功率开关器件S1和所述第二原边功率开关器件S2、所述第三原边功率开关器件S3和第四原边功率开关器件S4、所述第五副边功率开关器件S5和所述第六副边功率开关器件S6，以及所述第七副边功率开关器件S7和所述第八副边功率开关器件S8分别串联连接；
串联后的所述第一原边功率开关器件S1和所述第二原边功率开关器件S2、串联后的所述第三原边功率开关器件S3和所述第四原边功率开关器件S4，以及所述输入侧电容C1相并联；
所述变压器原边的一端通过所述储能电感L连接在所述第一原边功率开关器件S1和所述第二原边功率开关器件S2的连接处，另一端连接在所述第三原边功率开关器件S3和所述第四原边功率开关器件S4的连接处；
串联后的所述第五副边功率开关器件S5和所述第六副边功率开关器件S6、串联后的所述第七副边功率开关器件S7和所述第八副边功率开关器件S8、所述负载电阻R，以及所述输出侧电容C2相并联；
所述变压器副边的一端连接在所述第五副边功率开关器件S5和所述第六副边功率开关器件S6的连接处，另一端连接在所述第七副边功率开关器件S7和所述第八副边功率开关器件S8的连接处。
在双有源桥变换器的连续集模型预测控制中，控制目标是使输出侧电容电压恒定，所以选取输出侧电压为状态变量，其动态方程为：
Figure BDA0003809602210000111
其中，C2表示输出侧电容，Uo表示输出电压，I2表示双有源桥变换器的副边电流，Io表示输出电流。
DAB变换器的功率传输是通过移相控制实现，其中使用最广泛的是单重移相控制，其对应的S1-S8开关管驱动信号波形与电感电流波形如图3所示。副边H桥电流I2可由单重移相调制下功率传输表达式P和输出侧电压Uo获取：
Figure BDA0003809602210000112
其中，P表示DAB变换器输出功率，n表示变压器匝数比，Ui表示输入电压，Ts表示开关周期，L表示储能电感，D表示移相比。
在现有的方法中，开关周期Ts与离散步长Tc相同，即以取离散步长为Ts对状态方程进行一阶前向欧拉离散化，得到输出电压的预测方程为：
Figure BDA0003809602210000113
其中，
Figure BDA0003809602210000114
表示k+1时刻输出电压预测值，
Figure BDA0003809602210000115
表示k时刻输出电压采样值，Uki表示k时刻输入电压采样值，fs表示开关频率，
Figure BDA0003809602210000116
表示k时刻输出电流采样值。
由式(3)k+1时刻的输出电压可通过改变移相比D来改变，为实现恒压控制，设置预测控制模型的代价函数J为：
Figure BDA0003809602210000117
不考虑采样噪声情况下，令代价函数等于零，计算得到的最优移相比Dopt为：
Figure BDA0003809602210000121
其中，α表示最优移相比算子；
Figure BDA0003809602210000122
当传感器存在采样噪声时，最优移相比算子α的值变为：
Figure BDA0003809602210000123
其中，ΔUi表示输入电压采样噪声，ΔUo表示输出电压采样噪声，ΔIo表示输出电流采样噪声。
式(7)中，输入电压采样噪声项ΔUi位于分母，其大小对于α值的影响极小可忽略不计，即输入电压采样噪声ΔUi对移相比D波动影响极小。
将式(7)移项变形后得到：
Figure BDA0003809602210000124
在噪声出现的暂态过程，式(8)第一模块近似恒定，第二模块和第三模块分别为输出电压采样噪声ΔUo和输出电流采样噪声ΔIo对α值的影响模块。在常用工况下第二模块的绝对值远大于第三模块的绝对值，所以输出电压采样噪声ΔUo对移相比输出值影响最大；第二模块的绝对值与开关频率fs二次方成正比，第三模块的绝对值与开关频率fs成正比，所以移相比输出值波动随频率fs升高而增大，且高频下对输出电压采样噪声ΔUo更加敏感。
如图1所示的一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，包括：
获取双有源桥变换器当前时刻的状态参数；
根据所获取的当前时刻状态参数和耐采样噪声的预测控制模型的预测方程计算下一控制时刻输出电压和代价函数；
根据所得到的下一控制时刻输出电压和代价函数，计算单重移相调制移相比，控制双有源桥变换器；
其中，所述耐采样噪声的预测控制模型中的采样噪声耐受系数通过调试确定，得到受双有源桥变换器所在工作环境的采样噪声影响小的预测方程、代价函数和控制频率，不需改变开关频率。
本公开提出DAB变换器预测控制模型离散步长Tc与开关周期Ts独立设置的方法，提出了耐采样噪声的预测控制模型，从而结合MPC较低频下抗噪声能力强和DAB变换器较高频下功率密度高的特点，来有效提高DAB变换器模型预测控制的采样噪声耐受能力。
模型预测控制器以频率fc工作，其最优移相比Dopt计算值输出到工作频率为fc的零阶保持器，然后输入到工作频率为fs单重移相调制器，控制框图如图3所示。其中取离散步长Tc为开关周期Ts的m倍，fc设置为fs的1/m倍，m为正整数，m表示采样噪声耐受系数，则输出电压动态方程的一阶前向欧拉离散方程为：
Figure BDA0003809602210000141
其中，Tc表示控制周期，
Figure BDA0003809602210000142
表示k+m时刻输出电压预测值。
将式(9)移项变形后得到本公开中预测控制模型的预测方程和代价函数：
Figure BDA0003809602210000143
Figure BDA0003809602210000144
最优控制量Dopt的求解式为：
Figure BDA0003809602210000145
Figure BDA0003809602210000146
然后，传感采样噪声存在时，最优移相比算子α变为：
Figure BDA0003809602210000147
类比在现有方法中的分析，式(14)中输入电压传感噪声ΔUi位于分母，其大小对于α值的影响极小可忽略不计，即本发明的方法输入电压采样噪声ΔUi对移相比输出值D波动影响也极小，然后将该式移项变形后得到：
Figure BDA0003809602210000148
其中，
Figure BDA0003809602210000149
表示输出电压参考值。
在噪声出现的暂态过程，式(15)第一模块近似恒定，第二模块和第三模块分别为输出电压采样噪声ΔUo和输出电流采样噪声ΔIo对α值的影响模块。同理，在常用工况下第二模块的绝对值远大于第三模块的绝对值，所以本发明中输出电压采样噪声ΔUo仍然对移相比D影响最大。
需要注意到，由于m为正整数，α求解式的第二模块即输出电压采样噪声ΔUo模块的绝对值降低m倍，因此本实施例所提方法可有效抑制现有方法在采样噪声环境下移相比的频繁大幅波动，体现出本公开所解决的背景技术中的第(1)个问题。采样噪声耐受系数m的大小可根据DAB变换器系统的采样噪声的大小调试设置，调试方法为从1开始逐次增加m的值，直到使稳态下移相比波形的峰峰值小于0.1，则取该次的m值来设置预测控制器参数。
在依据上述调试方法得到特定工况下的系数m的值后，若要求DAB变换器系统工作在更高开关频率，则此时稳态下移相比波形的峰峰值可能大于0.1，不符合要求。则以该工况下m值为基准，继续增大m值，其余调试过程同上，直到稳态下移相比波形峰峰值达到要求，体现出本公开所解决的背景技术中的第(2)个问题。
此外，当DAB变换器系统工作于极高开关频率，处理器的计算能力已达极限时，同样可逐次增大系数m，使预测控制器的单步计算周期变长，直至处理器有冗余算力为止。从而本发明无需降低开关频率就可以保证系统正常工作，体现出本公开所解决的背景技术中的第(3)个问题。
具体的，如图4所示，首先，由传感器采样获取DAB变换器在k时刻的输入电压Ui、输出电压Uo和输出电流Io信号，并输出到耐采样噪声的模型预测控制器；
其次，耐采样噪声的模型预测控制器以频率fc＝fs/m工作，利用所获取的k时刻采样信号，由式(10)计算k+m时刻的输出电压预测值，由式(12)、(13)计算最优移相比控制量Dopt。
再次，将所获得的最优移相比控制量Dopt输入到的零阶保持器，零阶保持器以频率fc工作，其输出值在一个控制周期Tc内为恒定值Dopt，且为每m个开关周期更新一次。
最后，将零阶保持器的输出值作为单重移相调制器的输入。单重移相调制器以频率fs工作，在一个开关周期Ts内，输出8个50％占空比的方波信号依次到开关管S1-S8的门极，各方波信号的具体波形如图3所示，原边开关管驱动信号波形与副边开关管驱动信号波形存在DTs的相位差。在一个控制周期Tc内，单重移相调制模块工作m次，即重复输出原副边相位差为Dopt的方波驱动信号m次，直至下一控制时刻k+m。
在每个控制周期重复上述步骤，即可实现耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制。
具体的，根据采样噪声大小设置采样噪声耐受系数的过程为：
(1)将采样噪声耐受系数m的基准值设置为1，使得所述双有源桥变换器正常工作，此时为传统不考虑采样噪声的模型预测控制；
(2)观察双有源桥变换器稳态时移相比控制量D的波形，若其波形的峰峰值不超过0.1，则此时采样噪声影响较小，不需进行采样噪声耐受能力提升；若其波形的峰峰值超过0.1，则进入(3)；
(3)将采样噪声耐受系数m的取值加1，停止向双有源桥变换器发波，将预测控制模型的离散步长Tc修改为Tc＝mTs，将m值更新到输出电压预测方程和最优移相比算子α的计算公式中，将模型预测控制工作频率修改为fc＝fs/m；恢复向双有源桥变换器发波，使得双有源桥变换器继续工作；
(4)观察双有源桥变换器稳态时移相比控制量D的波形，若其波形的峰峰值不超过0.1，则采样噪声耐受系数m的取值合适，调试结束；否则重新进入(3)。
在DAB变换器的实际系统中，采样噪声往往不可避免，会对模型预测控制性能产生较大影响；本实施例无需附加物理或数字滤波器、无需增加复杂算法就可以实现耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制，避免了采样噪声存在的工况下稳态移相比的大幅波动，提高了系统效率；可实际工作于高频工况下，进一步拓展了模型预测控制的适用范围；在本实施例中，负载切换的动态响应时间仅增加m-1倍的开关周期，故动态响应时间仍为微秒级别；而DAB变换器的传统PI控制和基于滤波器的采样噪声抑制模型预测控制的动态响应时间为毫秒级别，因此该方法仍具有很大动态性能优势。
实施例二
本公开实施例二介绍了一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制系统。
如图5所示的一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制系统，包括：
数据获取模块，其被配置为获取双有源桥变换器当前时刻的状态参数；
预测模块，其被配置为根据所获取的当前时刻状态参数和耐采样噪声的预测控制模型的预测方程计算下一控制时刻输出电压和代价函数；
计算与控制模块，其被配置为根据所得到的下一控制时刻输出电压和代价函数，计算单重移相调制移相比，控制双有源桥变换器；
其中，所述耐采样噪声的预测控制模型中的采样噪声耐受系数通过调试确定，得到受双有源桥变换器所在工作环境的采样噪声影响小的预测方程、代价函数和控制频率，不需改变开关频率。
详细步骤与实施例一提供的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法相同，在此不再赘述。
实施例三
本公开实施例三提供了一种计算机可读存储介质。
一种计算机可读存储介质，其上存储有程序，该程序被处理器执行时实现如本公开实施例一所述的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法中的步骤。
详细步骤与实施例一提供的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法相同，在此不再赘述。
实施例四
本公开实施例四提供了一种电子设备。
一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的程序，所述处理器执行所述程序时实现如本公开实施例一所述的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法中的步骤。
详细步骤与实施例一提供的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制相同，在此不再赘述。
以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。
上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。

Claims (10)

1.一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，其特征在于，包括：
获取双有源桥变换器当前时刻的状态参数；
根据所获取的当前时刻状态参数和耐采样噪声的预测控制模型的预测方程计算下一控制时刻输出电压和代价函数；
根据所得到的下一控制时刻输出电压和代价函数，计算单重移相调制移相比，控制双有源桥变换器；
其中，所述耐采样噪声的预测控制模型中的采样噪声耐受系数通过调试确定，得到受双有源桥变换器所在工作环境的采样噪声影响小的预测方程、代价函数和控制频率，不需改变开关频率。
2.如权利要求1中所述的一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，其特征在于，所述双有源桥变换器包括8个功率开关器件组成的两个H桥、输入侧电容、输出侧电容、变压器、储能电感和负载电阻，每个H桥包括4个功率开关器件，带有储能电感的H桥为双有源桥变换器的原边，另一个H桥为双有源桥变换器的副边；双有源桥变换器的原边包括第一原边功率开关器件、第二原边功率开关器件、第三原边功率开关器件和第四原边功率开关器件，所述双有源桥变换器的副边包括第五副边功率开关器件、第六副边功率开关器件、第七副边功率开关器件和第八副边功率开关器件；所述第一原边功率开关器件和所述第二原边功率开关器件、所述第三原边功率开关器件和所述第四原边功率开关器件、所述第五副边功率开关器件和所述第六副边功率开关器件，以及所述第七副边功率开关器件和所述第八副边功率开关器件分别串联连接；
串联后的所述第一原边功率开关器件和所述第二原边功率开关器件、串联后的所述第三原边功率开关器件和所述第四原边功率开关器件，以及所述输入侧电容相并联；
所述变压器原边的一端通过所述储能电感连接在所述第一原边功率开关器件和所述第二原边功率开关器件的连接处，另一端连接在所述第三原边功率开关器件和所述第四原边功率开关器件的连接处；
串联后的所述第五副边功率开关器件和所述第六副边功率开关器件、串联后的所述第七副边功率开关器件和所述第八副边功率开关器件、所述负载电阻，以及所述输出侧电容相并联；
所述变压器副边的一端连接在所述第五副边功率开关器件和所述第六副边功率开关器件的连接处，另一端连接在所述第七副边功率开关器件和所述第八副边功率开关器件的连接处。
3.如权利要求1中所述的一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，其特征在于，所获取的双有源桥变换器的状态参数包括双有源桥变换器在当前时刻的输入电压、输出电压和输出电流。
4.如权利要求1中所述的一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，其特征在于，所述双有源桥变换器的输出侧电压为状态变量，得状态方程为：
Figure FDA0003809602200000021
其中，C2表示输出侧电容，Uo表示输出电压，I2表示双有源桥变换器的副边电流，Io表示输出电流。
5.如权利要求4中所述的一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，其特征在于，取离散步长为开关周期的整数m倍，设m为采样噪声耐受系数，对所述状态方程进行一阶前向欧拉离散化，构建耐采样噪声的预测控制模型，所述耐采样噪声的预测控制模型为离散方程，即
Figure FDA0003809602200000031
其中，
Figure FDA0003809602200000032
表示k+m时刻输出电压预测值，
Figure FDA0003809602200000033
表示k时刻输出电压采样值，Tc表示离散步长，Ts表示开关周期，Tc＝mTs，n表示变压器匝数比，Ui表示输入电压，L表示储能电感，D表示移相比，
Figure FDA0003809602200000034
表示k时刻输出电流采样值；
根据所得到的状态方程的一阶前向欧拉离散方程，得所述耐采样噪声的预测控制模型的输出电压预测方程
Figure FDA0003809602200000035
为
Figure FDA0003809602200000036
6.如权利要求5中所述的一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，其特征在于，设置所述耐采样噪声的预测控制模型的代价函数J(D)为
Figure FDA0003809602200000037
其中，
Figure FDA0003809602200000038
表示输出电压参考值；
当所述代价函数为0时，得到最优移相比Dopt，即得
Figure FDA0003809602200000041
其中，α表示最优移相比算子，
Figure FDA0003809602200000042
7.如权利要求6中所述的一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法，其特征在于，将所获取的双有源桥变换器的状态参数输入到耐采样噪声的预测控制模型的预测方程和代价函数中，模型预测控制频率为fc＝fs/m,其中fs表示开关频率；
所述根据采样噪声大小设置预测控制模型中采样噪声耐受系数的过程为：
(1)将采样噪声耐受系数m的基准值设置为1，使所述双有源桥变换器正常工作，此时为传统不考虑采样噪声的模型预测控制；
(2)观察双有源桥变换器稳态时移相比控制量D的波形，若其波形的峰峰值不超过0.1，则此时采样噪声影响较小，不需进行采样噪声耐受能力；若其波形的峰峰值超过0.1，则进入(3)；
(3)将采样噪声耐受系数m的取值加1，停止向双有源桥变换器发波，将预测控制模型的离散步长Tc修改为Tc＝mTs，将m值更新到输出电压预测方程和最优移相比算子α的计算公式中，将模型预测控制工作频率修改为fc＝fs/m；恢复向双有源桥变换器发波，使得双有源桥变换器继续工作；
(4)观察双有源桥变换器稳态时移相比控制量D的波形，若其波形的峰峰值不超过0.1，则采样噪声耐受系数m的取值合适，调试结束；否则重新进入(3)。
8.一种耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制系统，其特征在于，包括：
数据获取模块，其被配置为获取双有源桥变换器当前时刻的状态参数；
预测模块，其被配置为根据所获取的当前时刻状态参数和耐采样噪声的预测控制模型的预测方程计算下一控制时刻输出电压和代价函数；
计算与控制模块，其被配置为根据所得到的下一控制时刻输出电压和代价函数，计算单重移相调制移相比，控制双有源桥变换器；
其中，所述耐采样噪声的预测控制模型中的采样噪声耐受系数通过调试确定，得到受双有源桥变换器所在工作环境的采样噪声影响小的预测方程、代价函数和控制频率，不需改变开关频率。
9.一种计算机可读存储介质，其上存储有程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现如权利要求1-7中任一项所述的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法中的步骤。
10.一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时实现如权利要求1-7中任一项所述的耐采样噪声的双有源桥变换器模型预测控制方法中的步骤。
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