CN115242078B - 功率因数校正电路及方法、电子设备 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种功率因数校正电路及方法、电子设备，涉及电子电路技术领域，功率因数校正电路包括功率变换支路、补偿支路与储能支路。功率变换支路将输入电压转换为稳定的直流电压，功率变换支路包括初级绕组。补偿支路包括第一补偿绕组与第二补偿绕组，第一补偿绕组、第二补偿绕组均与储能支路连接，第一补偿绕组、第二补偿绕组及初级绕组通过磁芯耦合。在功率变换支路的输入功率大于负载所需功率时，通过第二补偿绕组向储能支路放电，以减少磁芯中的磁通量。在功率变换支路的输入功率小于负载所需功率时，由储能支路通过第一补偿绕组放电，以增大磁芯中的磁通量。通过上述方式，能够减小为负载所提供的电压的纹波。

Description

功率因数校正电路及方法、电子设备

技术领域

本申请涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种功率因数校正电路及方法、电子设备。

背景技术

功率因数可以衡量电力被有效利用的程度。功率因数越高，代表其电力利用率越高。而功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）电路主要用于将用电负载转换成稳定的纯阻性的负载呈现给电网。

目前，PFC电路的输入电压通常为交流电压整流后的电压，其中，交流电压整流后的电压为半正弦曲线，该半正弦曲线具有实际上为0V的最小值，因此此时对应的输入的电流会降低到0，从而使这个期间的可用的功率几乎为0，这将导致PFC电路的输出电压降低。为了补偿这种缺陷，PFC电路的控制环路会收敛到一个状态，那就是当半正弦曲线处于峰值时，由于功率因数校正机制，此时PFC电路提供的电流也远超过输出需求。因此，这会导致PFC电路中的输出电容器会充电到高于预设输出电压。而当半正弦曲线接近0时，输出电容器会放电到低于预设输出电压。

然而，上述机制虽然确保了PFC电路的平均输出电压在预设输出电压附近，但却会导致PFC电路的输出电压具有两倍于工频的纹波。

发明内容

本申请旨在提供一种功率因数校正电路及方法、电子设备，能够减小为负载所提供的电压的纹波。

为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种功率因数校正电路，包括：

功率变换支路，所述功率变换支路连接于输入电压及负载之间，所述功率变换支路被配置为将所述输入电压转换为稳定的直流电压，其中，所述功率变换支路包括初级绕组；

补偿支路与储能支路，其中，所述补偿支路包括第一补偿绕组与第二补偿绕组，所述第一补偿绕组、所述第二补偿绕组均与所述储能支路连接，所述第一补偿绕组、所述第二补偿绕组及所述初级绕组通过磁芯耦合；

在所述功率变换支路的输入功率大于所述负载所需功率时，通过所述第二补偿绕组向所述储能支路放电，以减少所述磁芯中的磁通量；

在所述功率变换支路的输入功率小于所述负载所需功率时，由所述储能支路通过所述第一补偿绕组放电，以增大所述磁芯中的磁通量。

在一种可选的方式中，所述功率变换支路还包括第一开关、第二开关与次级绕组，其中，所述初级绕组与次级绕组通过所述磁芯耦合；

所述第一开关连接于所述初级绕组的同名端与地之间，所述初级绕组的异名端与所述输入电压连接，所述次级绕组的同名端与所述负载的第一端连接，所述第二开关连接于所述次级绕组的异名端与所述负载的第二端之间。

在一种可选的方式中，所述补偿支路还包括第三开关与第四开关；

所述第一补偿绕组的异名端分别与所述第二补偿绕组的同名端及所述储能支路的第一端连接于第一连接点，所述第三开关连接于所述第一补偿绕组的同名端与所述储能支路的第二端之间，所述第四开关连接于所述第二补偿绕组的异名端与所述储能支路的第二端之间。

在一种可选的方式中，所述第一开关被配置为在一个工频周期内以恒定的开关周期和第一占空比交替导通与关断；

在所述第一开关被配置为断开时，若所述功率变换支路的输入功率小于所述负载所需功率，则所述第三开关被配置为导通；

在所述第一开关被配置为断开时，若所述功率变换支路的输入功率大于所述负载所需功率，则所述第四开关被配置为导通。

在一种可选的方式中，在所述第三开关被配置为导通后，若所述磁芯中的磁通量增大至第一预设磁通量时，则所述第三开关被配置为关断，且所述第二开关被配置为导通。

在一种可选的方式中，在所述第四开关被配置为导通后，若所述磁芯中的磁通量减小至第一预设磁通量时，则所述第四开关被配置为关断，且所述第二开关被配置为导通。

在一种可选的方式中，所述储能支路包括第一电容；

所述第一电容的第一端为所述储能支路的第一端，所述第一电容的第二端为所述储能支路的第二端。

在一种可选的方式中，所述功率因数校正电路还包括第一控制支路；

所述第一控制支路分别与所述功率变换支路的输出端、所述第三开关及所述第四开关连接，所述第一控制支路被配置为获取所述功率变换支路的输出电压，并根据所述输出电压输出控制所述第三开关或所述第四开关关断的信号。

在一种可选的方式中，所述第一控制支路还被配置为获取所述第三开关导通时的电流所对应的第一电压，以及被配置为对第一参考电压与所述输出电压之间的差值进行放大，并在所述第一电压升高到放大后的差值时输出控制所述第三开关关断的信号；

所述第一控制支路还被配置为获取所述第四开关导通时的电流对应的第二电压，以及被配置为在所述第二电压降低到所述放大后的差值时输出控制所述第四开关关断的信号。

在一种可选的方式中，所述功率因数校正电路还包括第二控制支路；

所述第二控制支路分别与所述输入电压及所述第一连接点连接，所述第二控制支路被配置为获取所述第一连接点的电压，以获得所述功率因数校正电路在一个工频周期内平均输入功率和输出功率的大小关系；

所述第二控制支路还被配置为根据所述第一连接点的电压和第二参考电压之间的差值控制所述第一占空比。

在一种可选的方式中，所述第二控制支路还被配置为：

当所述第一连接点的电压大于所述第二参考电压时，控制所述第一占空比减小；

当所述第一连接点的电压小于所述第二参考电压时，控制所述第一占空比增大。

在一种可选的方式中，若所述第一控制支路的响应时间对应于所述开关周期，则所述第二控制支路的响应时间对应于所述工频周期。

在一种可选的方式中，所述第一开关、所述第三开关和所述第四开关为隔离开关。

第二方面，本申请提供一种功率因数校正方法，应用于功率因数校正电路，所述功率因数校正电路包括功率变换支路，所述功率变换支路分别与输入电压及负载连接，所述方法包括：

通过所述功率变换支路对输入电压进行功率因数校正，以将所述输入电压转换为稳定的直流电压；

在所述功率变换支路的输入功率大于所述负载所需功率时，减少所述功率变换支路中磁芯中的磁通量；

在所述功率变换支路的输入功率小于所述负载所需功率时，增大所述功率变换支路中磁芯中的磁通量。

在一种可选的方式中，所述功率因数校正电路还包括补偿支路与储能支路，所述功率变换支路包括第一开关、第二开关、初级绕组与次级绕组，所述补偿支路包括第三开关、第四开关、第一补偿绕组与第二补偿绕组；

所述初级绕组的异名端与所述输入电压连接，所述第一开关连接于所述初级绕组的同名端与地之间，所述次级绕组的同名端与所述负载的第一端连接，所述第二开关连接于所述次级绕组的异名端与所述负载的第二端之间，所述第一补偿绕组的异名端分别与所述第二补偿绕组的同名端及所述储能支路的第一端连接于第一连接点，所述第三开关连接于所述第一补偿绕组的同名端与所述储能支路的第二端之间，所述第四开关连接于所述第二补偿绕组的异名端与所述储能支路的第二端之间，所述初级绕组分别与所述第一补偿绕组、所述第二补偿绕组及所述次级绕组通过同一个磁芯耦合。

在一种可选的方式中，所述在所述功率变换支路的输入功率大于所述负载所需功率时，减少所述功率变换支路中磁芯中的磁通量，包括：

在所述功率变换支路的输入功率大于所述负载所需功率且控制所述第一开关关断时，控制所述第四开关导通，以减少所述功率变换支路中磁芯的磁通量。

在一种可选的方式中，在所述控制所述第四开关导通之后，所述的方法还包括：

在所述磁芯中的磁通量减小至第一预设磁通量时，控制所述第四开关关断，并控制所述第二开关导通。

在一种可选的方式中，所述在所述功率变换支路的输入功率小于所述负载所需功率时，增大所述功率变换支路中磁芯中的磁通量，包括：

在所述功率变换支路的输入功率小于所述负载所需功率且控制所述第一开关关断时，控制所述第三开关导通，以增大所述功率变换支路中磁芯的磁通量。

在一种可选的方式中，在所述控制所述第三开关导通之后，所述的方法还包括：

在所述磁芯中的磁通量增大至第一预设磁通量时，控制所述第三开关关断，并控制所述第二开关导通。

第三方面，本申请提供一种电子设备，包括如上所述的功率因数校正电路。

本申请的有益效果是：本申请提供的功率因数校正电路包括功率变换支路、补偿支路与储能支路。功率变换支路连接于输入电压及负载之间，功率变换支路被配置为将输入电压转换为稳定的直流电压，其中，功率变换支路包括初级绕组。补偿支路包括第一补偿绕组与第二补偿绕组，第一补偿绕组、第二补偿绕组均与储能支路连接，第一补偿绕组、第二补偿绕组及初级绕组通过磁芯耦合。在功率变换支路的输入功率大于负载所需功率时，通过第二补偿绕组向储能支路放电，以减少磁芯中的磁通量。在功率变换支路的输入功率小于负载所需功率时，由储能支路通过第一补偿绕组放电，以增大磁芯中的磁通量。通过上述方式，功率变换支路能够实现PFC电路的功能，而通过设置补偿支路与储能支路则能够减小PFC电路的输出电压的纹波，即减小PFC电路为负载所提供的电压的纹波，有利于减小输出电容的体积和提高负载工作的稳定性。

附图说明

一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。

图1为本申请实施例提供的功率因数校正电路的结构示意图；

图2为本申请实施例提供的与功率因数校正电路相关的各信号的示意图；

图3为本申请实施例提供的功率变换支路的电路结构示意图；

图4为本申请实施例提供的功率变换支路中的各信号的示意图；

图5为本申请实施例提供的一种补偿支路与储能支路的结构示意图；

图6为本申请实施例提供的功率变换支路的输入功率小于负载所需功率时，功率因数校正电路中各信号的示意图；

图7为本申请实施例提供的功率变换支路的输入功率大于负载所需功率时，功率因数校正电路中各信号的示意图；

图8为本申请实施例提供的功率因数校正电路中的各信号在半个工频周期内的变化的示意图；

图9为本申请另一实施例提供的功率因数校正电路的结构示意图；

图10为本申请实施例提供的功率因数校正方法的流程图；

图11为本申请实施例提供的图10中示出的步骤1002的一实施方式的示意图；

图12为本申请实施例提供的图10中示出的步骤1003的一实施方式的示意图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

请参照图1，图1为本申请实施例提供的功率因数校正电路的结构示意图。如图1所示，功率因数校正电路100包括功率变换支路10、补偿支路20与储能支路30。其中，功率变换支路10连接于输入电压Vi及负载200之间,功率变换支路10包括初级绕组L1。补偿支路20包括第一补偿绕组L3与第二补偿绕组L4，第一补偿绕组L3、第二补偿绕组L4均与储能支路30连接，第一补偿绕组L3、第二补偿绕组L4及初级绕组L1通过磁芯M1耦合。

具体地，功率变换支路10被配置为将输入电压Vi转换为稳定的直流电压Vo，从而，功率变换支路10能够实现PFC电路的功能。在该实施例中，输入电压Vi通常为整流后的电压，请一并结合图1与图2，如图2所示，交流电(例如110V和220V的交流电)包括交流电压Vin和交流电流Iin，将交流电压Vin整流之后，可得到输入电压Vi。然而，在该种情况下，功率变换支路10的输入功率为Pin并以两倍工频电压波动，而负载200所需功率为稳定的Pout，可见，功率变换支路10的输入功率有时大于负载200所需功率，有时小于负载200所需功率。从而，导致功率变换支路10实际输出的电压Vo相对于理论上期望输出的目标电压Vre具有两倍于工频的纹波。

因此，本申请实施例进一步设置了补偿支路20与储能支路30，并可实现在功率变换支路10的输入功率大于负载200所需功率时，通过第二补偿绕组L4向储能支路30放电，以减少磁芯M1中的磁通量，即达到了减小功率变换支路10的输出功率的目的。同时也可实现在功率变换支路10的输入功率小于负载200所需功率时，由储能支路30通过第一补偿绕组L3放电，以增大磁芯M1中的磁通量，即达到了增大功率变换支路10的输出功率的目的。继而，能够控制功率变换支路10的输出功率与负载200所需的功率接近或相等，也就能够减小功率变换支路10实际输出的电压Vo的波动范围，使其更加接近或等于期望输出的目标电压Vre，从而减小功率变换支路10输出的电压中的纹波。

在一实施例中，请参照图3，图3中示例性示出了功率变换支路的一种结构。如图3所示，功率变换支路10还包括第一开关S1、第二开关S2与次级绕组L2，其中，初级绕组L1与次级绕组L2通过磁芯耦合，并且，该实施例以初级绕组L1与次级绕组L2之间的匝数比为N：1，即次级绕组L2每绕制一圈，初级绕组L1绕制N圈为例。

具体地，第一开关S1连接于初级绕组L1的同名端与地之间，初级绕组L1的异名端与输入电压Vi连接，次级绕组L2的同名端与负载200的第一端连接，第二开关S2连接于次级绕组L2的异名端与负载200的第二端之间。

在一实施例中，功率变换支路10还包括滤波电容Co，滤波电容Co的第一端与负载200的第一端连接，滤波电容Co的第二端与负载200的第二端连接。在另一实施例中，滤波电容Co的第二端、负载200的第二端、以及第二开关S2的一端均接地。

请一并参阅图3与图4，图4中示出了图3所示的功率变换支路10在以传统的反激式PFC变换器在断续导通（DCM）模式工作时各信号的示意图。其中，Ton为第一开关S1导通的时长；T为第一开关的开关周期；Y10为流经初级绕组L1的电流Is；Y11为流经次级绕组L2的电流Id；Y12为磁芯中的磁通量；Y13为第一开关S1两端的电压Vs；Y14为次级绕组L2两端的电压V2。

在该实施例中，在导通时间Ton时长内，第一开关S1导通，流经初级绕组L1的电流从0增大至峰值电流Ipk，磁通量也从0增大至峰值。之后，第一开关S1关断，第二开关S2导通，流经次级绕组L2的电流从0瞬间增大至最大值，然后逐渐减小至0，磁通量也从峰值减小至0。

继而，通过曲线Y1可得到平均输入电流Iin为：

Iin＝(Ton*Ipk)/2T (1)

其中，Ipk为流经初级绕组L1的峰值电流，“*”表示乘号，“/”表示除号。Ipk的值取决于输入电压Vi与初级绕组L1的电感L_L1，即Ipk可通过以下公式获得：

Ipk＝(Ton*Vi)/L_L1(2)

将公式(2)代入公式(1)中，可得：

Iin＝(Ton²*Vi)/(2T*L_L1) (3)

可见，通过在一个工频周期内保持导通时间Ton和开关周期T稳定，那么Iin将与Vi成正比，因此功率变换支路10能够实现PFC电路的功能。

同时，由Y13曲线与Y14曲线可知，在第一开关S1断开、第二开关S2导通时，第一开关S1两端的电压从０跳变为Vi+N*(Vo+Vd)，次级绕组L2上的电压V2由-Vi/N跳变为Vo+Vd，其中，Vo为滤波电容Co两端的电压，即输出至负载200的电压。Vd为第二开关S2的导通压降或与其并联二极管的正向压降。

由于第一开关S1和第二开关S2的开关周期T远小于工频周期，并且整流后的输入电压Vi在一个工频周期内具有波峰和波谷，则随着输入电压Vi在一个工频周期内的起伏变化，在同样导通时间Ton内在磁芯中积累的磁通量也会随着输入电压Vi起伏变化，同理，在每个开关周期内通过磁芯转移到输出端的能量（也就是功率变换支路10的输出功率）也跟随输入电压Vi起伏变化。其中，在输入电压Vi处于波峰时，功率变换支路10在每个开关周期内通过磁芯转移的能量，即提供给负载200的功率大于负载200所需的功率；而在输入电压Vi处于波谷时，功率变换支路10提供的功率几乎是0。因此，如前所述，功率变换支路10输出的电压会产生与输入电压Vi相同频率（即两倍工频频率）的波纹。

进而，为了减少功率变换支路10输出电压的波纹，本申请实施例进一步设置了补偿支路20与储能支路30。在一实施例中，请参照图5，图5中示例性示出了补偿支路20与储能支路30的一种结构。

如图5所示，补偿支路20还包括第三开关S3与第四开关S4。

其中，第一补偿绕组L3的异名端分别与第二补偿绕组L4的同名端及储能支路30的第一端连接于第一连接点P1，第三开关S3连接于第一补偿绕组L3的同名端与储能支路30的第二端之间，第四开关S4连接于第二补偿绕组L4的异名端与储能支路30的第二端之间。

在实际应用中，第一开关S1被配置为在一个工频周期内以恒定的开关周期和导通时间（即恒定的第一占空比）交替导通与关断。

继而，在第一开关S1被配置为断开时，若功率变换支路10的输入功率小于负载200所需功率，则第三开关S3被配置为导通。在第三开关S3被配置为导通后，若磁芯中的磁通量增大至第一预设磁通量，则第三开关S3被配置为关断，且第二开关S2被配置为导通。

在第一开关S1被配置为断开时，若功率变换支路10的输入功率大于负载200所需功率，则第四开关S4被配置为导通。在第四开关S4被配置为导通后，若磁芯中的磁通量减小至第一预设磁通量时，则第四开关S4被配置为关断，且第二开关S2被配置为导通。

在一实施方式中，第一开关S1、第三开关S3与第四开关S4均被配置为隔离开关。

在一实施例中，储能支路30包括第一电容Cres。第一电容Cres的第一端为储能支路30的第一端，第一电容Cres的第二端为储能支路30的第二端。在一些实施例中，第一电容Cres的第二端接地。

在该实施例中，为了减少功率变换支路10输出电压Vo上的纹波，可对功率变换支路10的输入功率中多余的能量(即如图2中输入功率Pin的正弦曲线在负载200所需功率Pout上方的多余能量，也就是阴影部分)暂时储存起来，并在功率变换支路10的输入功率小于输出所需功率时转移到功率变换支路10的输出端，当然，应在保持输入电流Iin的波形不变的前提下完成。以下将对具体实现的过程进行说明。

请一并参照图5与图6，图6中示出了在功率变换支路10的输入功率小于负载200所需功率时，功率因数校正电路100中各信号的示意图,其中，Y20为流经初级绕组L1的电流Is；Y21为流经次级绕组L2的电流Id；Y22为流经第一补偿绕组L3或第三开关S3的电流；Y23为磁芯中的磁通量；Y24为第一开关S1两端的电压Vs；Y25为次级绕组L2两端的电压V2；Y26为第三开关S3的开关信号；Y27为第四开关S4的开关信号；Y28为第三开关S3两端的电压；Y29为第一电容Cres两端的电压Vres。其中，第一占空比为第一开关S１的导通时间Ton与开关周期T的比值；工频一般指市电的频率,在我国是50Hz，则工频周期为0.02S。

具体地，当需要为功率变换支路10的输出端提供比输入的能量更多的能量时，在第一开关S1关断后（即Ton结束的节点）导通第三开关S3,由第一电容Cres通过第一补偿绕组L3放电以通过增加第一补偿绕组L3上流过的电流继续提高磁芯中的磁通量，即提高磁芯中的储能。并将第三开关S3保持导通，直至磁芯中的磁通量增大到所需的量φpk(即第一预设磁通量)为止，第三开关S3才关断，此时才导通第二开关S2。其中，由磁芯中磁通量曲线Y23和第一电容Cres两端电压曲线Y29可知在第三开关S3导通的期间，第一电容Cres中储存的电能通过第三开关S3和第一补偿绕组L3转移到磁芯中。随着磁芯中磁通量的增加，第一电容Cres中储存的电能（或电压）也相应的减小。

另外，由曲线Y24与曲线Y25可知，当第一开关S1关断，且第三开关S3导通时，第一电容Cres上的电压Vres(此时也为第一补偿绕组L3两端的电压)反映到初级绕组L1上的电压为：-Vres*N/N3，其中，N/N3为初级绕组L1和第一补偿绕组L3的匝数比，这时第一开关S1非接地端的电压为：Vi-Vres*N/N3。由于第三开关S3可以在Vi非常低并且接近0时导通，且第一电容Cres上的电压Vres可能大于Vi，则需要允许第一开关S1两端的电压Vs小于0，因此需要阻止第一开关S1的体二极管路径导通，即阻止反相导通，例如，如图5所示，将第一开关S1配置为没有体二极管的开关器件，或者可将第一开关S1配置为双向开关。

由曲线Y28可知，当第一开关S1导通时，输入电压Vi反映到第一补偿绕组L3上的电压为：-Vi*N3/N，其中，N3/N为第一补偿绕组L3和初级绕组L1的匝数比，这时第三开关S３两端的电压为：Vres-Vi*N3/N。由于第一开关S1可以在Vi非常高并且接近峰值时导通，且第一电容Cres上的电压Vres可能远小于Vi，则需要允许第三开关两端的电压小于0，因此需要阻止第三开关S3的体二极管路径导通，即阻止反相导通，例如，如图5所示，将第三开关S3配置为没有体二极管的开关器件，或者可将第三开关S3配置为双向开关。

在第一开关S1关断，第三开关S3导通前，次级绕组L2两端的电压由初级绕组L1上的电流反射过来，即次级绕组L2两端的电压为：-Vi/N。在第一开关S1关断，第三开关S3导通后，次级绕组L2两端的电压由第一补偿绕组L3上的电流反射过来，即次级绕组L2两端的电压为：-Vres/N3。至此，实现了在第一开关S1关断后，通过导通第三开关S3，能够将更多的能量寄放在磁芯中，从而使磁通量增加至第一预设磁通量φpk，继而再导通第二开关S2，就能够将所有磁芯中储存的能量都通过功率变换支路10的输出端输出。而且，如果在每个开关周期中，磁芯中的磁通量都能被补充到第一预设磁通量φpk，那么每个开关周期Ｔ中功率变换支路10的输出端输出到负载的能量相等，即输出功率保持恒定。

请一并参照图5与图7，图7中示出了功率变换支路10的输入功率大于负载200所需功率时，功率因数校正电路100中各信号的示意图，其中，Y30为流经初级绕组L1的电流Is；Y31为流经次级绕组L2的电流Id；Y32为流经第二补偿绕组L4或第四开关S4的电流；Y33为磁芯中的磁通量；Y34为第一开关S1两端的电压Vs；Y35为次级绕组L2两端的电压V2；Y36为第三开关S3的开关信号；Y37为第四开关S4的开关信号；Y38为第四开关S4两端的电压；Y39为第一电容Cres两端的电压Vres。

具体地，当输入功率变换支路10的能量比负载200所需的能量更多时，可通过在第一开关S1关闭后导通第四开关S4，以从磁芯中提取能量并将从磁芯中提取出来的能量转移到并以电能的形式储存到第一电容Cres上，磁芯中的储能随之减少。保持第四开关S4导通，直至磁芯中的磁通量减小到所需的量φpk(即第一预设磁通量)为止，第四开关S4才关断，此时才导通第二开关S2。其中，由曲线Y33所示的磁通量波形和由曲线Y39所示的第一电容Cres两端电压波形可知，在第四开关S4导通的期间，随着流过第四开关S4的电流的降低，磁芯中多余的磁通量通过第四开关S4和第二补偿绕组L4转移到第一电容Cres中。随着磁芯中磁通量的减少，第一电容Cres中储存的电能（或电压）也相应的提高。

同时，由曲线Y34与曲线Y35可知，当第一开关S1关断，且第四开关S4导通时，第一电容Cres上的电压Vres(此时也为第二补偿绕组L4两端的电压)反映到初级绕组L1上的电压为：Vres*N/N4，其中，N/N4为初级绕组L1和第二补偿绕组L4的匝数比，这时第一开关S1非接地端的电压为：Vi+Vres*N/N4。

由曲线Y38可知，当第一开关S1导通时，输入电压Vi反映到第二补偿绕组L4上的电压为：Vi*N4/N，其中，N4/N为第二补偿绕组L4和初级绕组L1的匝数比，这时第四开关S4两端的电压为：Vres+Vi*N4/N。当第四开关S4关断，第二开关S2导通时，输出电压Vo反映到第二补偿绕组L4上的电压为-Vo*N4,这时第四开关S4两端的电压为Vres-Vo*N4。由于第一电容Cres上的电压Vres可能小于Vo*N4，则需要允许第四开关两端的电压小于0，因此需要阻止第四开关S４的体二极管路径导通，即阻止反相导通，例如，如图5所示，将第四开关S４配置为没有体二极管的开关器件，或者可将第四开关S４配置为双向开关。

同时，次级绕组L2两端的电压由第二补偿绕组L4上的电流反射过来，次级绕组L2两端的电压为：Vres/N4。至此，实现了在第一开关S1关断后，通过导通第四开关S4，能够将磁芯中的能量转移到第一电容Cres上，从而使磁通量减小至第一预设磁通量φpk，继而再导通第二开关S2，再将所有的能量都通过功率变换支路10的输出端输出。而且，如果在每个开关周期中，磁芯中的磁通量都能被泄放到第一预设磁通量φpk，那么每个开关周期Ｔ中功率变换支路10的输出端输出到负载的能量相等，即输出功率保持恒定。

需要注意的是，这里需要合理地选择新加入的第二补偿绕组的匝数N4的值，以便使Vres/N4＜Vo。可以将电压Vres钳位在正确的电压上，以实现这种电压关系。

请参照图8，图8中示出了功率因数校正电路中各信号在工频周期这个时间维度内变化的示意图。其中，Y40为半个工频周期内的整流后的输入电流Iin或输入电压Vi的曲线以示意输入电压和电流的起伏变化；Y41为磁芯中的磁通量的变化曲线；Y42为输入平均电流的曲线；Y43为第一预设磁通量φpk；Y44为第一电容Cres上的电压Vres的变化曲线。

如图8所示，一个工频周期内包含多个开关周期。在每个开关周期内，磁芯中的磁通量首先被充电到由输入电压Vi的包络线Y40定义的一个水平。然后，若磁芯中的总磁通量小于第一预设磁通量φpk(即Y43)，则导通第三开关S3，并通过第一补偿绕组L3对第一电容Cres进行放电，以将磁芯中的磁通量增加到φpk；若磁芯中的总磁通量大于第一预设磁通量φpk，则导通第四开关S4，以利用磁芯中多余的磁通量通过第二补偿绕组L4对第一电容Cres充电，从而将磁芯中的磁通量减少到φpk。当磁芯中的总磁通量达到第一预设磁通量φpk时，第二开关S2导通，从而将存储在磁芯中的能量传递给负载200。

在这半个工频周期开始时，输入电压Vi接近于零，在一个开关周期中的第一开关S1的导通时间Ton期间，磁芯内部的磁通量无法充分充电到第一预设磁通量φpk。因此，在Ton结束时，第三开关S3导通，使第一电容Cres中储存的能量通过第一补偿绕组L3释放，通过提高第一补偿绕组L3上的电流来增加磁芯中的磁通量。磁芯中磁通量增加的速率取决于第一电容Cres两端的电压Vres和第一补偿绕组L3的电感值L_L3的比值，即Vres/L_L3。其中，电压Vres较高，磁通量增加得越快。在这半个工频周期开始时，电压Vres处于其平均值。随着时间的推移，输入电压Vi增加，磁通量增加得更快，并且在开关周期的Ton期间磁芯内的磁通量可以达到越来越接近第一预设磁通量φpk。因此，在Ton结束之后，需要从第一电容Cres转移到磁芯的能量越来越少。但在每个开关周期中，仍有一些能量从第一电容Cres转移到磁芯，因此电压Vres在这一阶段继续下降。当输入电压Vi达到在开关周期的Ton期间内可以将磁芯充电到第一预设磁通量φpk时，电压Vres达到其最小值。随着输入电压Vi继续上升，在一个开关周期的Ton期间内，磁芯可以被充电到超过第一预设磁通量φpk。因此，在Ton结束时，第四开关S4导通以允许储存在磁芯中的多余能量通过第二补偿绕组L4放电并为第一电容Cres充电。磁芯中磁通量降低的速率由电压Vres和第二补偿绕组L4的电感值L_L4之比决定，即Vres/L_L4。在每个开关周期的Ton期间，第一电容Cres会继续被多余的磁通量充电，直到输入电压Vi上升到其峰值，然后输入电压Vi下降，直至在Ton期间内磁芯中的磁通量刚好被充电到第一预设磁通量φpk。此时，电压Vres在这半个工频周期内达到峰值。随着输入电压Vi继续向0V下降，第三开关S3在每个开关周期的Ton后再次导通，使第一电容Cres中存储的能量通过第一补偿绕组L3传递到磁芯，直至磁芯中的磁通量达到第一预设磁通量φpk。随着这个放电过程，电压Vres继续下降，直到在半工频周期结束时又一次达到其平均值。

从图中可以看出，在每个开关周期内，通过次级绕组L2向负载200放电的磁通量从相同的第一预设磁通量φpk降低到0，即向负载200输出的总能量相等。而且，因为开关周期T在半个工频周期内是恒定的，则传输给负载200的平均功率是一致的，因此为负载200所提供的电压也是恒定的，不会出现120Hz的电压纹波。并且，由于为负载200所提供的电压上的纹波减小或消失，则还能够降低对滤波电容Co的容值要求，即滤波电容Co可使用容值较低的电容器，以减小整体的体积。

需要注意的是，第一预设磁通量φpk的水平与输出功率直接相关，可通过闭环控制系统控制第三开关S3与第四开关S4的导通时间以调节输出电压，详细说明将在后续讨论。此外，即使功率变换支路10的输出端输出的电压没有120Hz纹波，第一电容Cres两端的电压Vres依然呈现出类似于120Hz正弦波的波形。电压Vres的波形在半工频周期开始时从其平均值开始，经历下降，上升再下降，并在半工频周期结束时返回其平均值。电压Vres的峰值或平均值可作为功率变换支路10的控制环路的输入，以确定每个工频周期内最合适的导通时间Ton和开关周期T，从而同时实现功率因数校正、输出稳压和输出纹波消除。由于在每个开关周期内，Ton和周期T都是恒定的，因此通过次级绕组L2将磁芯完全放电所需的时间也是恒定的，即关断时间Toff（所有开关关断的时间段）和第三开关S3或第四开关S4的导通时间是互补的。功率变换支路10的控制环路的关键是根据输入电压Vi和电压Vres调整每个工频周期内的T和Ton，以保持足够的Toff，从而使功率变换支路10始终保持在DCM模式（断续导通模式）。功率变换支路10的控制环路也将在后续中说明。

在一些实施例中，如图9所示，功率因数校正电路100还包括第一控制支路40。其中，第一控制支路40分别与功率变换支路10的输出端、第三开关S3及第四开关S4连接。第一控制支路40即对应上述实施例中的用于控制第三开关S3与第四开关S4导通时间的闭环控制系统。

具体地，第一控制支路40被配置为获取功率变换支路10的输出电压Vo，并根据输出电压输出控制第三开关S3或第四开关S4关断的信号。在第一开关S1断开的同时，第三开关S3或第四开关S4就被导通。继而，第一控制支路40在获取到功率变换支路10的输出电压Vo后，就能够确定当前功率变换支路10的输入功率与负载200所需功率之间的大小关系，并可基于此来控制第三开关S3或第四开关S4的关断。

在一实施方式中，第一控制支路40还被配置为获取第三开关S3导通时的流过第三开关S3的电流所对应的第一电压，以及第一控制支路40被配置为对第一参考电压Vr1与输出电压Vo之间的差值进行放大，并在第一电压升高到放大后的差值时输出控制第三开关S3关断的信号。第一控制支路40还被配置为获取第四开关S4导通时流过第四开关S4的电流所对应的第二电压，以及被配置为在第二电压降低到放大后的差值时输出控制第四开关S4关断的信号。其中，放大后的差值为A(Vr1-Vo),A为放大的倍数，A可根据实际应用情况进行设置。

在该实施例中，设置了独立的环路(即第一控制支路40)来控制第三开关S3和第四开关S4。具体为，根据输出电压Vo是高于还是低于第三参考电压Vr3来确定是导通和检测第三开关S3的电流并控制其关断，还是导通和检测第四开关S4的电流并控制其关断。其中，当输出电压Vo大于第三参考电压Vr3时，第一控制支路40检测流过第四开关S4的电流并控制第四开关S4断续导通，以使第二补偿绕组L4上积累的过多的电能在第一电容Cres上得到储存，并同时会使输出电压Vo降低。

反之，当输出电压Vo小于第三参考电压Vr3时，第一控制支路40检测流过第三开关S3的电流并控制第三开关S3断续导通，以使第一电容Cres上储存的电能在第一开关S1关断后能够持续通过第一补偿绕组L3来提高磁芯中磁通量，从而提高输出电压Vo。

在一实施例中，请继续参照图9，第一控制支路40包括第一误差放大器U1、第一补偿网络U2、极性调节器模块U3、PWM比较器U4、比较器U5、第一驱动器U6和第二驱动器U7。

以第一控制支路40采用电流控制模式为例。如图9所示，流过第三开关S3或第四开关S4的电流被用作馈入PWM比较器U4的斜坡信号。在实际应用中，若磁芯中的能量大于负载200所需的能量，则一旦第一开关S1关断（在Ton结束时），第四开关S4就会导通。第一误差放大器U1的输出由第一补偿网络U2补偿，然后馈入PWM比较器U4的反相输入端。一旦斜坡信号(此时为馈入PWM比较器U4同相输入端的第二电压)下降并达到经过补偿后的第一误差放大器U1的输出电压，PWM比较器U4输出下降沿，通过第二驱动器U7将第四开关S4关断。

若磁芯中的能量小于负载200所需的能量，则一旦第一开关S1关断，第三开关S3就会导通。第一误差放大器U1的输出由第一补偿网络U2补偿，然后馈入PWM比较器U4的同相输入端。一旦斜坡信号(此时为馈入PWM比较器U4反相输入端的第一电压)增加并达到经过补偿后的第一误差放大器U1的输出电压，PWM比较器U4输出下降沿，通过第一驱动器U6将第三开关S3关断。

极性调节器模块U3用于根据所导通的开关，来确定输入信号与PWM比较器U4输入端口的连接。如上所述，当斜坡信号低于补偿后的第一误差放大器U1的输出电压时，第四开关S4的导通结束；当斜坡信号高于补偿后的第一误差放大器U1的输出电压时，第三开关S3的导通结束。继而，极性调节器模块U3用于切换PWM比较器U4用于输入信号的端口，使得PWM比较器U4可用于控制第三开关S3和第四开关S4。例如，当PWM比较器U4用于控制第四开关S4时，斜坡信号输入至PWM比较器U4的同相输入端，经过补偿后的第一误差放大器U1的输出电压输入至PWM比较器U4的反相输入端；当PWM比较器U4用于控制第三开关S3时，斜坡信号输入至PWM比较器U4的反相输入端，补偿后的第一误差放大器U1的输出电压输入至PWM比较器U4的同相输入端。

需要说明的是，根据不同的应用和设计需要，可以省略极性调节器模块U3，或者，极性调节器模块U3可以数字方式实现。

由于第一误差放大器U1用于感测电压Vo，则第一控制支路40用于调节功率变换支路10的输出电压Vo。其中，功率变换支路10的输出端连接到第一误差放大器U1的反相输入端，而第一误差放大器U1的同相输入端连接到预设的第一参考电压Vr1。比较器U5将电压Vo与第三参考电压Vr3进行比较，比较器U5用于确定哪个开关(第三开关S3或第四开关S4)被第一控制支路40检测和控制。同时，基于该比较，比较器U5能够确定输出是否需要更多能量（例如，输出电压Vo低于或趋近低于第三参考电压Vr3）或输出是否具有额外能量（例如，输出电压Vo高于或趋近高于第三参考电压Vr3)。

例如，假设在工频周期开始时，第三开关S3需要周期性地导通以在每个开关周期中Ton结束后补充磁芯中的磁通量，此时，若输出电压Vo小于第三参考电压Vr3，比较器U5将控制第一控制支路40中的开关，从而感测流过第三开关S3的电流以产生馈入PWM比较器U4的反相输入端的斜坡信号，并且补偿后的第一误差放大器U1的输出电压输入至PWM比较器U4的同相输入端。同时，PWM比较器U4的输出连接到第一驱动器U6以控制第三开关S3的关断。在每个开关周期内，第三开关S3导通后，流过第三开关S3的电流持续上升，相应地馈入PWM比较器U4反相输入端的斜坡信号也持续上升，直到斜坡信号的电压大于补偿后的第一误差放大器U1的输出电压，PWM比较器U4的输出翻转为逻辑低电平，并通过第一驱动器U6关断第三开关S3。在这种配置中，较低的输出电压Vo将产生较高的电压馈入PWM比较器U4的同相输入端，这反过来允许第三开关S3保持更长的导通时间。第三开关S3导通时间越长，通过第三开关S3的电流提升得越高，导致磁芯中的峰值磁通量φpk更高，进而提高输出电压Vo，从而完成功率变换支路10输出电压Vo的负反馈控制。

类似地，当第四开关S4由PWM比较器U4控制时，也会形成另一个负反馈控制环路，具体实现过程与对第三开关S3的控制过程类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

需要说明的是，在一些实施例中，第一参考电压Vr1和第三参考电压Vr3可以选取相同的参考电压值即目标输出电压值Vre。

可以理解的是，当前模式控制方案仅仅是示例。本领域技术人员将理解可能存在变化、修改和替代。例如，第一控制支路40可以基于电压模式控制方案，其中，在电压模式控制方案下，电流斜坡信号将由恒定斜坡信号代替。

请继续参照图9，在一实施例中，功率因数校正电路100还包括第二控制支路50。其中，第二控制支路50分别与输入电压Vi及第一连接点P1连接。

具体的，第二控制支路50被配置为获取第一连接点P1的电压，以获得功率因数校正电路100在一个工频周期内平均输入功率和输出功率的大小关系。第二控制支路还被配置为根据第一连接点P1的电压和第二参考电压Vr2之间的差值控制第一占空比（即Ton/T）。

在一实施方式中，第二控制支路50还被配置为：当第一连接点P1的电压大于第二参考电压Vr2时，控制第一占空比减小。当第一连接点P1的电压小于第二参考电压Vr2时，控制第一占空比增大。

图9中还示例性示出了第二控制支路50的一种结构。如图9所示，第二控制支路50包括第二误差放大器U12、第二补偿网络U11、前馈模块U10、控制模块U9和第三驱动器U8。

其中，前馈模块U10用于响应输入电压Vi的变化。控制模块U9用于来控制第一开关S1的导通时间Ton和开关周期T（即第一占空比），以使得功率因数得以保持，并且使得输入的平均电流跟随输入电压Vi变化。

传统的反激式PFC控制环路和第二控制支路50之间的区别在于：如何检测输出电压Vo。在传统的PFC控制环路中，输出电压Vo被馈入误差放大器。而在第二控制支路50中，第一连接点P1的电压被馈入至第二误差放大器U12(对应传统中PFC控制环路的误差放大器)。产生这种差异的原因是功率变换支路10的输出电压Vo是由第一控制支路40进行调节。而第一控制支路40响应时间要远小于第二控制支路50的响应时间，例如，若将第一控制支路40的响应时间对应于上述实施例中的开关周期，则第二控制支路50的响应时间应对应上述实施例中的工频周期。而第二控制支路50需要一个可以代表一个工频周期内输出电压Vo的平均值的物理量作为输入。如前所述，第一电容Cres两端的电压Vres在一个工频周期内起伏变化，但其平均值则是工频周期内总输入功率和总输出功率之间的差值的一个标志。如果一个工频周期内总输入功率大于总输出功率，那么在一个工频周期结束时的电压Vres会高于该工频周期开始时的电压Vres。如果持续几个工频周期内输入总功率都大于输出总功率，那么平均的电压Vres就会持续升高，这也就使得电压Vres平均值的变化可以作为在工频周期这个时间维度上代表平均输入功率和平均输出功率差值的物理量。因此，在功率变换支路10的输出电压Vo是由第一控制支路40进行调节的前提下，第二控制支路50可以通过电压Vres作为反馈来控制第一开关S1的占空比。

继而，第二控制支路50可通过检测第一连接点P1的电压来控制传输到初级侧的平均能量。同时，第一连接点P1的电压Vres上应允许有较大的纹波（即一个工频周期内电压的变化）以使环路不敏感。实现该目的的一种方式是使第二误差放大器U12检测第一连接点P1处的平均电压。实现该目的的另一种方式是使第二误差放大器U12的增益为非线性，并且如果第一连接点P1处的电压开始在一个方向上超出其纹波范围，则使其输出变高以修改第一开关S1的导通时间Ton。例如，如果第一连接点P1处的平均电压开始上升，则第一连接点P1上的纹波将开始超过其上限范围。这意味着更多的能量被转移到功率变换支路10的输出端。多余的能量被第一电容Cres吸收。为了减少额外的能量损失，应该减少第一开关S1的导通时间Ton，以使电压Vres处的平均电压恢复到正常范围。

请参照图10，图10为本申请实施例提供的功率因数校正方法的流程图。该功率因数校正方法应用于功率因数校正电路，功率因数校正电路包括功率变换支路，功率变换支路分别与输入电压及负载连接。其中，在一些实施方式中，这里的功率因数校正电路可通过如图1、图5或图9所示的电路结构实现，具体实现过程在上述实施例已进行详细描述，这里不再赘述。如图10所示，该功率因数校正方法包括如下步骤：

步骤1001：通过功率变换支路对输入电压进行功率因数校正，以将输入电压转换为稳定的直流电压。

步骤1002：在功率变换支路的输入功率大于负载所需功率时，减少功率变换支路中磁芯中的磁通量。

步骤1003：在功率变换支路的输入功率小于负载所需功率时，增大功率变换支路中磁芯中的磁通量。

在该实施例中，实现了在功率变换支路的输入功率大于负载所需功率时，减少磁芯中的磁通量，即达到了减小功率变换支路的输出功率的目的。同时也可实现了在功率变换支路的输入功率小于负所需功率时，增大磁芯中的磁通量，即达到了增大功率变换支路的输出功率的目的。继而，能够控制功率变换支路的输出功率与负载所需的功率接近或相等，也就能够功率变换支路实际输出的电压的波动范围，使其更加接近或等于期望输出的目标电压，从而减小功率变换支路输出的电压中的纹波。

在一实施例中，如图11所示，步骤1002中在功率变换支路的输入功率大于负载所需功率时，减少功率变换支路中磁芯中的磁通量的过程包括如下步骤：

步骤1101：在功率变换支路的输入功率大于负载所需功率且控制第一开关关断时，控制第四开关导通，以减少功率变换支路中磁芯的磁通量。

在一实施方式中，在执行完步骤1101中的控制第四开关导通之后，该功率因数校正方法还包括以下步骤：在磁芯中的磁通量减小至第一预设磁通量时，控制第四开关关断，并控制第二开关导通。

在一实施例中，如图12所示，步骤1003中在功率变换支路的输入功率小于负载所需功率时，增大功率变换支路中磁芯中的磁通量的过程包括如下步骤：

步骤1201：在功率变换支路的输入功率小于负载所需功率且控制第一开关关断时，控制第三开关导通，以增大功率变换支路中磁芯的磁通量。

在一实施方式中，在执行完步骤1201中的控制第三开关导通之后，该功率因数校正方法还包括以下步骤：在磁芯中的磁通量增大至第一预设磁通量时，控制第三开关关断，并控制第二开关导通。

应理解，方法实施例中对功率因数校正电路的具体控制以及产生的有益效果，可以参考上述电流检测电路的实施例中的相应描述，为了简洁，这里不再赘述。

本申请实施例还提供一种电子设备，该电子设备包括如上任一实施例中的功率因数校正电路100。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (10)

1.一种功率因数校正电路，其特征在于，包括：

功率变换支路，所述功率变换支路连接于输入电压及负载之间，所述功率变换支路被配置为将所述输入电压转换为稳定的直流电压，其中，所述功率变换支路包括初级绕组、第一开关、第二开关与次级绕组；

所述第一开关连接于所述初级绕组的同名端与地之间，所述初级绕组的异名端与所述输入电压连接，所述次级绕组的同名端与所述负载的第一端连接，所述第二开关连接于所述次级绕组的异名端与所述负载的第二端之间；

补偿支路与储能支路，所述补偿支路包括第一补偿绕组、第二补偿绕组、第三开关与第四开关，所述第一补偿绕组的异名端分别与所述第二补偿绕组的同名端及所述储能支路的第一端连接于第一连接点，所述第三开关连接于所述第一补偿绕组的同名端与所述储能支路的第二端之间，所述第四开关连接于所述第二补偿绕组的异名端与所述储能支路的第二端之间，所述次级绕组、所述初级绕组、所述第一补偿绕组、所述第二补偿绕组通过磁芯耦合；

所述第一开关被配置为在一个工频周期内以恒定的开关周期和第一占空比交替导通与关断；

在所述第一开关被配置为断开时，若所述功率变换支路的输入功率小于所述负载所需功率，则所述第三开关被配置为导通，由所述储能支路通过所述第一补偿绕组放电，以增大所述磁芯中的磁通量；

若所述磁芯中的磁通量增大至第一预设磁通量，则所述第三开关被配置为关断，且所述第二开关被配置为导通；

在所述第一开关被配置为断开时，若所述功率变换支路的输入功率大于所述负载所需功率，则所述第四开关被配置为导通，通过所述第二补偿绕组向所述储能支路放电，以减少所述磁芯中的磁通量；

若所述磁芯中的磁通量减小至第一预设磁通量，则所述第四开关被配置为关断，且所述第二开关被配置为导通；

其中，所述输入功率为交流功率，所述负载所需功率为直流功率。

2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述储能支路包括第一电容；

所述第一电容的第一端为所述储能支路的第一端，所述第一电容的第二端为所述储能支路的第二端。

3.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括第一控制支路；

所述第一控制支路分别与所述功率变换支路的输出端、所述第三开关及所述第四开关连接，所述第一控制支路被配置为获取所述功率变换支路的输出电压，并根据所述输出电压输出控制所述第三开关或所述第四开关关断的信号。

4.根据权利要求3所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一控制支路还被配置为获取所述第三开关导通时的电流所对应的第一电压，以及被配置为对第一参考电压与所述输出电压之间的差值进行放大，并在所述第一电压升高到放大后的差值时输出控制所述第三开关关断的信号；

所述第一控制支路还被配置为获取所述第四开关导通时的电流对应的第二电压，以及被配置为在所述第二电压降低到所述放大后的差值时输出控制所述第四开关关断的信号。

5.根据权利要求3所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括第二控制支路；

所述第二控制支路分别与所述输入电压及所述第一连接点连接，所述第二控制支路被配置为获取所述第一连接点的电压，以获得所述功率因数校正电路在一个工频周期内平均输入功率和输出功率的大小关系；

所述第二控制支路还被配置为根据所述第一连接点的电压和第二参考电压之间的差值控制所述第一占空比。

6.根据权利要求5所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第二控制支路还被配置为：

当所述第一连接点的电压大于所述第二参考电压时，控制所述第一占空比减小；

当所述第一连接点的电压小于所述第二参考电压时，控制所述第一占空比增大。

7.根据权利要求5所述的功率因数校正电路，其特征在于，若所述第一控制支路的响应时间对应于所述开关周期，则所述第二控制支路的响应时间对应于所述工频周期。

8.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一开关、所述第三开关和所述第四开关为隔离开关。

9.一种功率因数校正方法，其特征在于，应用于如权利要求1所述的功率因数校正电路，所述方法包括：

通过所述功率变换支路对输入电压进行功率因数校正，以将所述输入电压转换为稳定的直流电压；

在所述功率变换支路的输入功率大于所述负载所需功率且控制所述第一开关关断时，控制所述第四开关导通，以减少所述功率变换支路中磁芯的磁通量；

在所述磁芯中的磁通量减小至第一预设磁通量时，控制所述第四开关关断，并控制所述第二开关导通；

在所述功率变换支路的输入功率小于所述负载所需功率且控制所述第一开关关断时，控制所述第三开关导通，以增大所述功率变换支路中磁芯的磁通量；

在所述磁芯中的磁通量增大至第一预设磁通量时，控制所述第三开关关断，并控制所述第二开关导通；

其中，所述输入功率为交流功率，所述负载所需功率为直流功率。

10.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-8任意一项所述的功率因数校正电路。

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