CN115173710A - 隔离式开关变换器及其控制器和控制方法 - Google Patents

隔离式开关变换器及其控制器和控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了隔离式开关变换器及其控制器和控制方法，该开关变换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器、耦接至初级绕组的初级开关管、耦接至次级绕组的次级开关管，该控制方法包括：对次级开关管两端电压的最大值进行采样保持，提供第一电压信号；基于第一电压信号，提供小于第一电压信号的第二电压信号；从次级开关管两端电压达到第二电压信号时开始计时，到次级开关管两端电压增大到第一电压信号时计时结束，计时时间为第一时长；以及调节次级开关管第二次导通的导通时长，使下一开关周期的第一时长与第一时间阈值接近。根据本发明的实施例，可实现宽输入输出范围下初级开关管的完全零电压导通。

Description

隔离式开关变换器及其控制器和控制方法
技术领域
本发明涉及电子电路，尤其涉及采用软开关技术的隔离式开关变换器及其控制器和控制方法。
背景技术
通用串行总线(USB)功率传输(PD)标准已开始在智能设备和笔记本电脑制造商中普及。USB PD标准允许更高的功率水平(高达100W)和自适应的输出电压(例如5V～28V)，这一趋势需要更高的功率，更快的速度和更小的隔离式开关电源。
然而，随着硅基器件接近其理论性能极限，现有隔离式电源的进一步性能改进变得更加困难，难以在保持高效率和低成本的同时满足PD标准的更高功率传输要求。
发明内容
针对现有技术中存在的一个或多个问题，本发明的目的在于提供能够在保持高效率和低成本的同时满足PD标准更高功率传输需求的隔离式开关变换器及其控制器和控制方法。
根据本发明实施例的一种用于隔离式开关变换器的控制器，该开关变换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器、耦接至初级绕组的初级开关管以及耦接至次级绕组的次级开关管，该控制器包括：最大值检测电路，耦接至次级开关管以检测次级开关管两端的电压，提供代表次级开关管两端电压最大值的第一电压信号；分压电路，接收第一电压信号，提供小于第一电压信号的第二电压信号；计时电路，从次级开关管两端电压达到第二电压信号时开始计时，到次级开关管两端电压增大到第一电压信号时计时结束，计时电路的计时时间为第一时长；以及导通时长控制电路，提供导通时长控制信号以控制次级开关管第二次导通的导通时长，使下一开关周期的第一时长与第一时间阈值接近。
根据本发明实施例的一种隔离式开关变换器，包括如前所述的控制器。
根据本发明实施例的一种隔离式开关变换器的控制方法，该开关变换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器、耦接至初级绕组的初级开关管、耦接至次级绕组的次级开关管以及隔离电路，该控制方法包括：对次级开关管两端电压的最大值进行采样保持，提供第一电压信号；基于第一电压信号，提供小于第一电压信号的第二电压信号；从次级开关管两端电压达到第二电压信号时开始计时，到次级开关管两端电压增大到第一电压信号时计时结束，计时时间为第一时长；以及调节次级开关管第二次导通的导通时长，使下一开关周期的第一时长和第一时间阈值接近。
在本发明的实施例中，基于第一时长与第一时间阈值的比较，次级开关管第二次导通的导通时长被实时地调整，使下一开关周期的第一时长接近第一时间阈值，以使得初级开关管实现接近理论极限的完全的零电压导通。此外，采用比硅基器件输出电容更小和更高工作频率的宽带隙器件，可以进一步降低初级开关管零电压导通时的电压值，以最小化初级开关管零电压导通时的能量消耗，减小隔离式开关变换器的尺寸，从而实现更高的功率密度和更好的效率。
附图说明
图1为根据本发明一实施例的隔离式开关变换器100的框图；
图2为根据本发明一实施例的用于隔离式开关变换器100的控制方法200的方法流程图；
图3为根据本发明一实施例的导通时长控制的原理示意图；
图4为根据本发明一实施例的用于隔离式开关变换器的控制器30A的电路原理图；
图5为根据本发明一实施例的隔离式开关变换器的工作波形图；
图6为根据本发明一实施例的计时电路303A和阈值产生电路304A的电路图；
图7为根据本发明一实施例的导通时长控制电路305A的电路图；
图8为根据本发明一实施例的产生导通时长控制信号的方法204的方法流程图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是，不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
本发明可以被应用于任何隔离式开关变换器。在接下来的详细描述中，为了简洁起见，仅以反激变换器(flyback converter)为例来解释本发明的具体工作原理。
图1为根据本发明一实施例的隔离式开关变换器100的框图。如图1所示，隔离式开关变换器100包括变压器T、初级开关管10、次级开关管20以及控制器30。变压器T具有初级绕组、次级绕组以及辅助绕组，以提供隔离。其中初级绕组和次级绕组均具有第一端和第二端，初级绕组的第一端接收输入电压Vin，次级绕组的第一端提供直流输出电压Vo，第二端耦接至次级参考地(SGND)。初级开关管10耦接在初级绕组的第二端与初级参考地(PGND)之间。次级开关管20耦接在次级绕组的第二端与负载之间。然而，本领域技术人员可知，次级开关管20也可耦接在次级绕组的第一端与负载之间。
初级开关管10耦接至初级绕组，控制存储在初级绕组的能量向次级绕组传递。次级开关管20耦接至次级绕组，作为同步整流管取代传统的整流二极管来降低损耗，提高隔离式开关变换器100的效率。此外，利用电路的寄生元件(例如初级开关管10的输出电容和变压器励磁电感)在零电压情形下打开初级开关管10，可进一步降低开关损耗。
在图1所示的实施例中，开关变换器100工作在断续电流模式，初级开关管10零电压导通。在初级开关管10实现零电压导通之前，次级开关管20被导通两次。具体地，当流过次级开关管20的电流过零后，次级开关管20的第一次导通结束，之后次级开关管20还会被再次导通以产生一个流过变压器T磁化电感的负电流。该负电流被用于放电初级开关管10的输出电容。在本发明的实施例中，根据每个开关周期内第一时长tD与第一时间阈值tD_ref的比较，实时调整次级开关管20的第二次导通的导通时长TON，以完全放电初级开关管10的输出电容，使随后的开关周期内第一时长tD接近第一时间阈值tD_ref，实现初级开关管10的完全零电压导通(Full ZVS)。
在图1所示的实施例中，控制器30包括最大值检测电路301、分压电路302、计时电路303、阈值产生电路304、导通时长控制电路305、次级逻辑电路306、再次关断检测电路307、隔离电路308、电压过零检测电路309以及初级逻辑电路310。在一个实施例中，控制器30包括一个集成电路芯片，还包括多个引脚。
如图1所示，最大值检测电路301经引脚SRD耦接至次级开关管20的漏端以检测次级开关管两端的电压VSec_SR，并在输出端提供代表次级开关管两端电压最大值的第一电压信号VSRD。分压电路302耦接至最大值检测电路301的输出端以接收第一电压信号VSRD，在其输出端提供第二电压信号k*VSRD。其中，k为大于0小于1的数值。在一个实施例中，分压电路302对第一电压信号VSRD进行分压，以提供第二电压信号k*VSRD。分压电路302可包括电阻分压器或者电容分压器。在另一个实施例中，分压电路302将偏置电压信号(1-k)*VSRD从第一电压信号VSRD中减去，以在输出端提供第二电压信号k*VSRD。
在图1所示的实施例中，计时电路303具有第一输入端、第二输入端、第三输入端和输出端，其中第一输入端经引脚SRD耦接至次级开关管20的漏端，接收次级开关管20两端的电压VSec_SR，第二输入端耦接至最大值检测电路301的输出端以接收第一电压信号VSRD，第三输入端耦接至分压电路302的输出端以接收第二电压信号k*VSRD。计时电路303从次级开关管两端电压VSec_SR增大到第二电压信号k*VSRD时开始计时，到次级开关两端电压VSec_SR增大到第一电压信号VSRD时计时结束，计时电路303的计时时间为第一时长tD。在一个实施例中，计时电路303在输出端提供第一控制信号TD，其中第一控制信号制信号TD的有效时长宽度等于第一时长tD。在一个实施例中，计时电路303可包括多个比较器和门电路的组合。
在图1所示的实施例中，阈值产生电路304用于产生第二控制信号TDREF，其中第二控制信号TDREF的有效时长宽度等于第一时间阈值tD_ref。在一个实施例中，阈值产生电路304经引脚ZVS耦接至控制器30外部的参考电阻器RTD。在一个实施例中，用户可通过选择参考电阻器RTD来设定第一时间阈值tD_ref。
在图1所示的实施例中，导通时长控制电路305具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收第一控制信号TD，第二输入端接收第二控制信号TDREF，基于第一控制信号TD和第二控制信号TDREF，导通时长控制电路305将第一时长tD与第一时间阈值tD_ref相比较，根据比较结果调节次级开关管20第二次导通的导通时长TON，在其输出端产生控制次级开关管20关断的导通时长控制信号ZOFF，使得下一开关周期内的第一时长tD与第一时间阈值tD_ref接近。在一个实施例中，当第一时长tD小于第一时间阈值tD_ref时，导通时长控制电路305延长导通时长TON；当第一时长tD大于第一时间阈值tD_ref时，导通时长控制电路305缩短导通时长TON，以使得随后开关周期的第一时长tD接近第一时间阈值tD_ref。
继续如图1所示，次级逻辑电路306耦接至导通时长控制电路305以接收导通时长控制信号ZOFF，基于导通时长控制信号ZOFF，产生次级控制信号CTRLS，经引脚SDrv耦接至次级开关管20的控制端，以控制次级开关管20的导通与关断。
再次关断检测电路307检测到次级开关管20的第二次关断时，提供初级开通使能信号PRON至隔离电路308的输入端。隔离电路308在输出端产生与初级开通使能信号PRON电隔离的同步信号SYNC，以实现初级侧与次级侧的电隔离。隔离电路308可以包括光电耦合器、变压器、容性隔离器件或任何其他合适的电隔离器件。在其他的实施例中，隔离电路308可以设置在控制器集成电路的外部。
电压过零检测电路309检测初级开关管10两端的电压VPri_DS是否过零，并产生电压过零检测信号PON。在一个实施例中，电压过零检测电路309耦接至变压器T的辅助绕组，经控制器30的ZCD引脚接收代表初级开关管两端电压VPri_DS的检测信号VZCD，并将电压检测信号VZCD与过零阈值VZCD_TH进行比较，在输出端提供电压过零检测信号PON。在一个实施例中，过零阈值VZCD_TH为20mV。
初级逻辑电路310耦接至隔离电路308的输出端以接收同步信号SYNC，耦接至电压过零检测电路309以接收过电压零检测信号PON，基于同步信号SYNC和电压过零检测信号PON产生初级控制信号CTRLP，并将该初级控制信号经引脚PDrv提供至初级开关管10的控制端，以控制初级开关管10。在一些实施例中，当同步信号SYNC来临且初级开关管两端的电压VPri_DS过零时，初级开关管10在延时tDelay后被零电压导通。
一般地，硅基器件(例如MOSFET)由于其输出电容大，需要较大的能量才能完全放电其输出电容以实现零电压导通。在实际应用中，出于成本和损耗的综合考虑，硅基器件的输出电容往往不会被完全放电。因此在实现零电压导通技术时，仅能实现部分零电压导通，硅基器件两端的电压往往不是0V而是15～25V。这样的部分零电压导通不仅会增加开通损耗，而且会引起次级开关管两端的电压出现较大的尖刺，产生电磁干扰。
在本发明的一个实施例中，初级开关管10可包括新兴的宽带隙器件，例如基于氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)的器件，代替传统的硅基器件。宽带隙器件可以在较高的开关频率下工作而不会降低效率，同时具有远低于硅基器件的输出电容，因此此类器件将进一步减小隔离变换器的尺寸，同时带来明显的效率改进。而且，本发明的导通时长控制电路305可以根据当前周期检测得到的第一时长tD与第一时间阈值tD_ref的比较结果，动态地调节次级开关管第二次导通的导通时长TON，以根据实际的电路运行来自适应地实现对原边功率开关管的输出电容的完全放电。在本发明的一个实施例中，过零阈值VZCD_TH为几十毫伏，远小于硅基器件零电压导通时的电压。
图2为根据本发明一实施例的用于隔离式开关变换器100的控制方法200的方法流程图。所述控制方法200包括步骤201～204。
在步骤201，对次级开关管20两端电压的最大值进行采样保持，提供第一电压信号VSRD。
在步骤202，基于第一电压信号，提供小于第一电压信号VSRD的第二电压信号k*VSRD。在一个实施例中，k为大于0小于1的数。
在一个实施例中，对第一电压信号VSRD进行分压，提供第二电压信号k*VSRD。在另一个实施例中，将一偏置电压信号(1-k)*VSRD从第一电压信号VSRD中减去，以提供第二电压信号k*VSRD。
在步骤203，从次级开关管两端电压VSec_SR达到第二电压信号k*VSRD时开始计时，到次级开关管两端电压VSec_SR增大到第一电压信号VSRD时计时结束，计时时间为第一时长tD。
在步骤204，,调节次级开关管20第二次导通的导通时长TON，使下一开关周期的第一时长tD和第一时间阈值tD_ref接近。在一个实施例中，当第一时长tD小于第一时间阈值tD_ref时，延长次级开关管20的导通时长TON；当第一时长tD大于第一时间阈值tD_ref时，缩短次级开关管20的导通时长TON。
在图2所示的实施例中，控制方法200还进一步包括步骤205～208。
在步骤205，,检测到次级开关管20的二次关断时，提供初级开通使能信号PRON至隔离电路的输入端。在步骤206，耦接至隔离电路的输出端以接收与初级开通使能信号PRON电隔离的同步信号SYNC。在步骤207，检测初级开关管10两端的电压是否过零，即检测初级开关管两端的电压是否小于过零阈值，并产生电压过零检测信号。在步骤208，当检测到初级开关管10两端的电压过零时，初级开关管10在延时tDelay后被导通。
下面根据图3来说明本发明实现完全零电压导通的工作原理。
图3为根据本发明一实施例的导通时长控制的原理示意图。如图3的曲线1所示，次级开关管20在第一次导通结束后，次级开关管20没有第二次导通，即导通时长TON为0。其中次级开关管20第一次导通结束后，次级开关管两端电压VSec_SR以开关变换器输出电压Vo为中心值正弦振荡的振荡周期为Ts。
从曲线1依次抬升到曲线5，次级开关管20的导通时长TON逐渐增大，在初级开关管10导通时次级开关管两端的电压VSec_SR随之被逐渐抬高。当初级开关管10实现完全的零电压导通时，次级开关管两端的电压VSec_SR被抬升至曲线5。因而次级开关管两端电压VSec_SR跟随曲线5从第二电压信号k*VSRD上升到第一电压信号VSRD的持续时间被设定为第一时间阈值tD_ref。根据图3所示的实施例，第一时间阈值tD_ref被设定为：
Figure BDA0003767692160000081
其中k为第二电压信号与第一电压信号的比值。在其中一个实施例中，k＝0.75。
继续如图3中的曲线3所示，当初级开关管10被导通时，其负电流不足以将次级开关管两端的电压VSec_SR上拉至k*VSRD。这种情况下，次级开关管20两端的电压VSec_SR从第二电压信号k*VSRD上升到第一电压信号VSRD的持续时间被计时为0，即第一时长tD为0。显然地，第一时间阈值tD_ref大于第一时长tD。响应于第一时间阈值tD_ref与第一时长tD的第一时间差值(此时为tD_ref)，次级开关管20进行第二次导通且导通时长TON增大，以进一步抬高下一开关周期次级开关管两端的电压VSec_SR，使其第一时长tD接近第一时间阈值tD_ref。如图3的曲线4所示，次级开关管两端的电压VSec_SR在初级开关管10被导通时继续被抬高，使得第一时长tD进一步接近第一时间阈值tD_Ref。直至次级开关管两端的电压VSec_SR跟随曲线5，第一时长tD等于第一时间阈值tD_Ref，方可实现完全的零电压导通。
可见，为实现初级开关管10完全的零电压导通，可以增大次级开关管20第二次导通的导通时长TON。较长的导通时间TON可以导致较高幅值的负电流，并且当初级开关管10导通时将产生较低电平的初级开关管两端电压VPri_DS。
然而，若次级开关管20第二次导通的导通时长TON过长，将导致第一时长tD超过第一时间阈值tD_Ref，造成不必要的能量浪费。在这种情形下，响应于第一时长tD与第一时间阈值tD_ref的第二时间差值，导通时长控制电路305将缩短次级开关管20的导通时长TON，使得下一开关周期的第一时长tD减小并接近第一时间阈值tD_ref，以提供使初级开关管10实现完全零电压导通的最小能量。因此，本发明的零电压导通技术可节省初级开关管10的导通损耗。
以k为0.75为例，次级开关管两端的电压VSec_SR跟随曲线5从0.75*VSRD上升到VSRD的持续时间被设定为tD_Ref，该值由外部参考电阻RTD设置。理论上，无论第一电压信号VSRD和输出电压Vo是多少，对于完全的零电压导通，第一时间阈值tD_Ref是固定值。因此，通过设置适当的电阻RTD，可以得到不同输入输出电压下完全的零电压导通。因此采用本发明的实施例，隔离式开关变换器100可以满足USB PD应用所要求的高功率密度、高开关频率、高效以及电磁干扰标准，同时维持整个隔离式开关变换器的低成本。
图4为根据本发明一实施例的用于隔离式开关变换器的控制器30A的电路原理图。图4所示的控制器30A与图1所示的控制器30基本相似，区别之处在于，图3所示的控制器30A进一步包括位于次级侧的初级关断检测电路311、电流过零检测电路312、准谐振控制电路313以及位于初级侧的电流比较电路314。
在图4所示的实施例中，初级关断检测电路311检测初级开关管10是否关断，产生初级关断检测信号PROFF。初级关断检测电路311可以基于次级开关管20两端的电压、流过次级开关管20的电流、次级绕组两端的电压等电参数来判断初级开关管10是否关断。初级关断检测电路311也可以通过其他方式从初级侧获取指示初级开关管10是否关断的信号。
电流过零检测电路312检测流过次级开关管20的电流是否过零，并产生过零检测信号ZCD1。准谐振控制电路313耦接至次级开关管20以检测开关变换器的谐振电压，并在谐振电压的目标波谷处产生第二次开通使能信号ZON。本发明的普通技术人员应当理解，本发明可以被应用于任何断续电流模式下的隔离式开关变换器。图4给出的准谐振控制仅仅是示例性的，采用其他方式控制的断续电流摸下的隔离式反激变换器同样满足本发明的精神和保护范围。
如前所述，导通时长控制电路305调节次级开关管第二次导通的导通时长TON，并在次级开关管20的导通时长达到TON时产生导通时长控制信号ZOFF。
次级逻辑电路306A具有第一输入端、第二输入端、第三输入端、第四输入端和输出端，其中第一输入端耦接至初级关断检测电路311以接收初级关断检测信号PROFF，第二输入端耦接至电流过零检测电路312的输出端以接收电流过零检测信号ZCD1，第三输入端耦接至准谐振控制电路313以接收第二次开通使能信号ZON，第四输入端耦接至导通时长控制电路305A以接收导通时长控制信号ZOFF。次级逻辑电路306A基于初级关断检测信号PROFF和电流过零检测信号ZCD1产生次级控制信号CTRLS以控制次级开关管20的第一次切换。此外次级逻辑电路306A还基于第二次开通使能信号ZON和导通时长控制信号ZOFF产生次级控制信号CTRLS以控制次级开关管20的第二次切换。再次关断检测电路307检测到次级开关管20的第二次关断时，提供初级开通使能信号PRON。
此外，开关变换器100A还包括电流比较电路314。电流比较电路314具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收代表流过初级开关管10电流的初级电流采样信号ISENP，第二输入端接收第一阈值电压VTH1。电流比较电路314将初级电流采样信号ISENP与第一阈值电压VTH1进行比较，在输出端产生电流比较信号POFF。初级逻辑电路310耦接至电流比较电路314的输出端以接收电流比较信号POFF，并基于电流比较信号POFF、电压过零检测信号PON以及同步信号SYNC，产生初级控制信号CTRLP以控制初级开关管10。当流过初级开关管10的电流ISENP达到第一阈值电压VTH1时，初级开关管10被关断。第一阈值电压VTH1可以为恒定值，也可随同步信号SYNC变化而变化。
图5为根据本发明一实施例的隔离式开关变换器的工作波形图。如图5所示，在开关变换器的一个开关周期内，例如在时刻t1，初级控制信号CTRLP由高电平变为低电平，初级开关管10被关断。在初级开关管10被关断后，次级开关管20两端的电压VSec_SR由正电压变为负电压，使得次级控制信号CTRLS由低电平变为高电平，次级开关管20随之被第一次导通。
随后，在时刻t2，流过次级开关管20的次级电流ISENS减小至零，次级控制信号CTRLS由高电平变为低电平，次级开关管20随之被关断，次级开关管20的第一次导通结束。
接下来，流过初级侧和次级侧的电流都为零时，储能元件与开关管的寄生电容开始谐振，产生谐振电压，该谐振电压的波形由位于次级侧的准谐振电路313检测到。在时刻t3，由于采用准谐振控制，检测到次级开关管20两端的电压VSec_SR的谐振电压达到当前工作周期的目标波谷(例如第三个波谷)时，第二次开通使能信号ZON由低电平变为高电平，次级控制信号CTRLS也随之变高，次级开关管20被第二次导通。
在时刻t4，导通时长控制信号ZOFF的有效电平来临时，次级控制信号CTRLS随之由高电平变为低电平，次级开关管20被第二次关断，次级开关管20的第二次导通结束。如图5所示，此时次级开关管20第二次导通的导通时长为TON1。
此外，初级开通使能电路307检测到次级开关管20的第二次关断，提供初级开通使能信号PRON。当初级开通使能信号PRON的上升沿来临，几乎与此同时，隔离电路308输出的同步信号SYNC也由低电平变为高电平。随后电压过零检测电路309检测到辅助绕组上的电压VZCD过零，初级开关管10在延时tDelay后被导通。
如图5所示，当初级开关管10在A点被导通时，初级开关管两端的电压VPri_DS还比较大，次级开关管两端的电压VSec_SR被迅速上拉至第二电压信号k*VSRD。计时电路303开始计时，直到次级开关管两端的电压VSec_SR增大到第一电压信号VSRD时，计时电路303停止计时，计时时间为第一时长tD1。如图5所示，第一时长tD1很短，远小于第一时间阈值tD_ref。
根据本发明的实施例，为实现完全的零电压导通，在下一开关周期，导通时长控制电路305基于第一时长tD1和阈值产生电路304提供的第一时间阈值tD_ref，增大或延长次级开关管20第二次导通的导通时长TON，以使得第一时长tD2逐渐接近第一时间阈值tD_ref。
如图5所示，在下一开关周期内，次级开关管20的导通时长TON2增大，而且当初级开关管10在B点处导通时，初级开关管两端电压VPri_DS远小于A点处开通时的电压水平。随后计时电路303工作，检测次级开关管两端的电压VSec_SR从第二电压信号k*VSRD增大到第一电压信号VSRD的持续时长，即第一时长tD2。由第一时长tD2仍然小于第一时间阈值tD_ref，导通时长控制电路305基于第一时间阈值tD_ref与第一时长tD2的第一时间差值，增大次级开关管20第二次导通的导通时长TON3。随后，当初级开关管10在C点处导通时，初级开关管两端电压VPri_DS进一步降低，进一步小于B点处开通时的电压水平。在C点处，初级开关管10实现零电压导通。在下一开关周期，第一时长tD3进一步接近第一时间阈值tD_ref。
可见，根据本发明的实施例，导通时长控制电路305基于第一时长tD与第一时间阈值tD_ref的比较，不断调节次级开关管第二次导通的导通时长TON，使得下一开关周期的第一时长tD接近第一时间阈值tD_ref，最终在几个开关周期后，初级开关管10实现完全的零电压导通。
图6为根据本发明一实施例的计时电路303A和阈值产生电路304A的电路原理图。如图6所示，计时电路303A包括第一比较电路3031、第二比较电路3032以及逻辑电路3033。第一比较电路3031将次级开关管两端的电压VSec_SR与第一电压信号VSRD进行比较，在输出端产生第一比较信号CP1。在一个实施例中，当次级开关管两端的电压VSec_SR增大至第一电压信号VSRD时，第一比较信号CP1具有高电平。在图6所示的实施例中，第一比较电路3031包括比较器CMP1。比较器CMP1的反相输入端耦接至最大值检测电路301的输出端以接收第一电压信号VSRD，同相输入端耦接至控制器30A的SRD引脚以接收次级开关管两端的电压VSec_SR，输出端提供第一比较信号CP1。
第二比较电路3032将次级开关管两端的电压VSec_SR与第二电压信号k*VSRD进行比较，在输出端产生第二比较信号CP2。在一个实施例中，当次级开关管两端的电压VSec_SR增大至第二电压信号k*VSRD时，第二比较信号CP2具有高电平。在图5所示的实施例中，第二比较电路3032包括比较器CMP2。比较器CMP2的反相输入端耦接至分压电路302的输出端以接收第二电压信号k*VSRD，同相输入端耦接至控制器30A的SRD引脚以接收次级开关管两端的电压VSec_SR，输出端提供第二比较信号CP2。
逻辑电路3033基于第一比较信号CP1和第二比较信号CP2，产生第一控制信号TD。在一个实施例中，第一控制信号TD的高电平宽度为第一时长tD。在图6所示的实施例中，逻辑电路3033包括RS触发器FF1。RS触发器FF1具有置位端，复位端和输出端，其中置位端接收第二比较信号CP2，复位端接收第一比较信号CP1，在输出端产生第一控制信号TD，该第一控制信号的有效时长为第一时长tD。
阈值产生电路304A用于提供有效时长为第一时间阈值tD_ref的第二控制信号TDREF。在图6所示的实施例中，阈值产生电路304A包括电流镜电路3041、参考电容器Cs、开关控制电路3042以及第三比较电路3043。电流镜电路3041具有电流设定端和电流输出端，其中电流设定端经控制器30A的ZVS端耦接至参考电阻器RTD以设定控制电流Is。参考电容器Cs具有第一端和第二端，其中第一端耦接至电流镜电路3041的电流输出端，第二端耦接至次级参考地。
开关控制单元3042耦接至第二比较电路3032的输出端接收第二比较信号CP2，响应于第二比较信号CP2，对参考电容器Cs进行充电，充电电流为控制电流Is。如图6所示，开关控制单元3042包括RS触发器FF2、开关管Q1和Q2。其中RS触发器FF2具有置位端、复位端和输出端，其中置位端耦接至第二比较电路3032的输出端以接收第二比较信号CP2，复位端耦接以接收第二控制信号TDREF，输出端控制常闭开关管Q1的控制端。常闭开关管Q1耦接在供电电源VP与参考电容器Cs的第一端之间。常开开关管Q2与参考电容器Cs并联耦接，其控制端耦接以接收第二控制信号TDREF。
第三比较电路3043将参考电容器Cs两端的电压VCs与参考电压Vref相比较，基于比较结果产生第二控制信号TDREF。在图6所示的实施例中，第三比较电路包括比较器CMP3。比较器CMP3的反相输入端耦接至参考电容器Cs的第一端以接收参考电容器两端的电压VCs，同相输入端接收参考电压Vref，输出端提供第二控制信号TDREF。
在一个实施例中，阈值产生电路304A还进一步包括单触发电路3044，耦接在第三比较电路3043的输出端与常开开关管Q2的控制端之间，用于在参考电容器两端的电压VCs达到参考电压Vref时，复位参考电容器Cs两端的电压。
继续如图6所示，导通时长控制电路305具有接收第一控制信号TD的第一端和接收第二控制信号TDREF的第二端，基于第一控制信号TD和第二控制信号TDREF，在输出端提供导通时长控制信号ZOFF，以控制次级开关管20第二次导通的导通时长TON。
图7为根据本发明一实施例的导通时长控制电路305A的电路图。在图7所示的实施例中，导通时长控制电路305A包括时长比较电路3051、充电控制单元3052、放电控制单元3053、第一电容器C1、第二电容器C2以及第四比较电路3054。
时长比较电路3051具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，其中第一输入端耦接至计时电路303A的输出端以接收第一控制信号TD，第二输入端耦接至阈值产生电路304A的输出端以接收第二控制信号TDREF，时长比较电路3051基于第一控制信号TD和第二控制信号TDREF，在第一输出端提供第一使能信号T1，在第二输出端提供第二使能信号T2。其中第一使能信号T1代表第一时间阈值tD_ref与第一时长tD的第一时间差值。其中第二使能信号T1代表第一时长tD与第一时间阈值tD_ref的第二时间差值。
在图7所示的实施例中，时长比较电路3051包括第一与门电路AND1与第二与门单路AND2。第一与门电路AND1具有第一输入端、第二反向输入端以及输出端，其中第一输入端耦接至计时电路304A的输出端以接收第二控制信号TDREF，第二反向输入端接收第一控制信号TD，在输出端产生代表第一时长tD小于第一时间阈值tD_ref的第一使能信号T1。第二与门电路AND2具有第一输入端、第二反向输入端以及输出端，其中第一输入端耦接至计时电路303A的输出端以接收第一控制信号TD，第二反向输入端接收第二控制控制信号TDREF，在输出端在输出端产生代表第一时长tD大于第一时间阈值tD_ref的第二使能信号T2。
充电控制单元3052接收第一使能信号T1，基于第一使能信号T1控制第一充电电流源I1对第一电容器C1进行充电。如图7所示，充电控制单元3052耦接在第一充电电流源I1的输出端与第一电容器C1的第一端之间，第一电流源I1的供电端耦接至供电电源，第一电容器C1的第二端接地。第一电流源I1对电容器C1的充电时长由第一时间差值决定。在图7所示的实施例中，充电控制单元3052包括耦接在第一充电电流源I1的输出端与第一电容器C1的第一端之间的开关管S1。在其他实施中，第一充电电流源I1具有使能控制端，仅在第一使能信号T1有效时对第一电容器C1进行充电。
放电控制单元3053接收第二使能信号T2，基于第二使能信号T2控制第一放电电流源I2对第一电容器C1进行放电。如图7所示，放电控制单元3053耦接在第一电容器C1的第一端与放电电流源I2的输入端之间，第一放电电流源I2的输出端接地。第一放电电流源I2对电容器C1的放电时长由第二时间差值决定。在图7所示的实施例中，放电控制单元3053包括耦接在第一放电电流源I2的输入端与第一电容器C1第一端之间的开关管S2。在其他实施中，第一放电电流源I2具有使能控制端，仅在第二使能信号信号T2有效时对第一电容器C1进行放电。
第二电容器C2具有第一端和第二端，其中第一端经开关管S3耦接至第一充电电流源I1的输出端，第二端接次级参考地。开关管S3受第二次开通使能信号ZON的控制，当次级开关管20第二次被导通时，第一充电电流源I1开始对第二电容器C2进行充电，第二电容器两端的电压VC2开始增大。第四比较电路3054将第一电容器两端的电压VC1同第二电容器两端的电压VC2进行比较，产生导通时长控制信号ZOFF。在一个实施例中，当第二电容器两端的电压VC2增大到第一电容器两端的电压VC1时，导通时长控制信号ZOFF翻转为高电平，次级开关管20被关断。在图7所示的实施例中，第四比较电路3054包括比较器CMP4。比较器CMP4的同相输入端耦接至第二电容器C2的第一端以接收第二电容器两端的电压VC2，反相输入端耦接至第一电容器C1的第二端以接收第一电容器两端的电压VC1，在其输出端提供导通时长控制信号ZOFF。
在图7所示的实施例中，当次级开关管20开始第二次导通时，即第二次开通使能信号ZON由低电平变为高电平时，第二电容器C2两端的电压VC2从零电压开始增大。直到第二电容器C2两端的电压达到第第一电容器两端的电压VC1时，第四比较电路3054的输出翻转，其输出端的导通时长控制信号ZOFF从低电平变为高电平，次级二极管20被第二次关断。随后，第二电容器C2两端的电压VC2被单触发电路3055的输出复位至零电压。
图8为根据本发明一实施例的产生导通时长控制信号的方法204的方法流程图。在图8所示的实施例中，产生导通时长控制信号的方法204进一步包括步骤2041～2045。
在步骤2041，第一时长小于第一时间阈值，响应于第一时间阈值同第一时长的第一时间差值，利用第一充电电流源对第一电容器进行充电。其中对第一电容器的充电时长由第一时间差值决定。
在步骤2042，第一时长大于第一时间阈值，响应于第一时长与第一时间阈值的第二时间差值，利用第一放电电流源对第一电容器进行放电。其中对第一电容器的放电时长由第二时间差值决定。
在步骤2043，响应于次级开关管的第二次导通，利用第一充电电流源对第二电容器进行充电，使第二电容器两端的电压从零开始增大。
在步骤2044，将第一电容器两端的电压同第二电容器两端的电压相比较。
在步骤2045，当第二电容器两端的电压增大至第一电容器两端的电压时，产生导通时长控制信号，以关断次级开关管。
在一个进一步的实施例中，方法204进一步包括步骤2046。在步骤2046，将第二电容器两端的电压复位至零电压。
在说明书中，相关术语例如第一和第二等可以只是用于将一个实体或动作与另一个实体或动作区分开，而不必或不意味着在这些实体或动作之间的任意实体这种关系或者顺序。数字顺序例如“第一”、“第二”、“第三”等仅仅指的是多个中的不同个体，并不意味着任何顺序或序列，除非权利要求语言有具体限定。在任何一个权利要求中的文本的顺序并不意问这处理步骤必须以根据这种顺序的临时或逻辑顺序进行，除非权利要求语言有具体规定。在不脱离本发明范围的情况下，这些处理步骤可以按照任意顺序互换，只要这种互换不会是的权利要求语言矛盾并且不会出现逻辑上荒谬。
上述说明书和实施方式仅仅是示例性的，并不用于限定本发明的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本发明所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本发明的精神和保护范围。

Claims (15)

1.一种用于隔离式开关变换器的控制器，该开关变换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器、耦接至初级绕组的初级开关管以及耦接至次级绕组的次级开关管，该控制器包括：
最大值检测电路，耦接至次级开关管以检测次级开关管两端的电压，提供代表次级开关管两端电压最大值的第一电压信号；
分压电路，接收第一电压信号，提供小于第一电压信号的第二电压信号；
计时电路，从次级开关管两端电压达到第二电压信号时开始计时，到次级开关管两端电压增大到第一电压信号时计时结束，计时电路的计时时间为第一时长；以及
导通时长控制电路，提供导通时长控制信号以控制次级开关管第二次导通的导通时长，使下一开关周期的第一时长与第一时间阈值接近。
2.如权利要求1所述的控制器，进一步包括包括：
再次关断检测电路，检测到次级开关管的第二次关断时，提供初级开通使能信号；
隔离电路，具有接收初级开通使能信号的输入端，在输出端产生与初级开通使能信号电隔离的同步信号；
电压过零检测电路，检测初级开关管两端电压是否过零，产生电压过零检测信号；
初级逻辑电路，耦接至隔离电路的输出端以接收同步信号，耦接至电压过零检测电路以接收电压过零检测信号，基于同步信号和电压过零检测信号产生初级控制信号。
3.如权利要1所述的控制器，其中所述第一时间阈值tD_ref被设定为：
Figure FDA0003767692150000011
其中Ts为次级开关管第一次导通结束后，次级开关管两端电压以开关变换器输出电压为中心值正弦振荡的振荡周期，k为将第二电压信号与第一电压信号的比值。
4.如权利要求3所述的控制器，其中所述k为0.75。
5.如权利要求1所述的控制器，其中所述计时电路包括：
第一比较电路，将次级开关管两端的电压与第一电压信号进行比较，在输出端产生第一比较信号；
第二比较电路，将第二电压信号与次级开关管两端的电压进行比较，在输出端产生第二比较信号；以及
逻辑电路，具有置位端，复位端和输出端，其中置位端接收第二比较信号，复位端接收第一比较信号，在输出端产生第一控制信号，该第一控制信号的有效时长为第一时长。
6.如权利要求5所述的控制器，进一步包括阈值产生电路，提供有效时长为第一时间阈值的第二控制信号，所述阈值产生电路包括：
电流镜电路，具有电流设定端和电流输出端，其中电流设定端耦接至参考电阻器以设定控制电流；
参考电容器，具有耦接至电流镜电路电流输出端的第一端和耦接至参考地的第二端；
开关控制单元，响应于第二比较信号，以所述控制电流对参考电容器进行充电；以及
第三比较电路，将参考电容器两端的电压与参考电压相比较，产生第二控制信号。
7.如权利要求1所述的控制器，其中所述导通时长控制电路包括：
充电控制单元，响应于第一时间阈值与第一时长的第一时间差值，将第一充电电流源耦接至第一电容器，以对第一电容器进行充电；
放电控制单元，响应于第一时长与第一时间阈值的第二时间差值，将第一电容器耦接至第一放电电流源，以对第一电容器进行放电；
第二电容器，响应于次级开关管的第二次导通，将第一充电电流源耦接至第二电容器，对第二电容器进行充电；以及
第四比较电路，将第一电容器两端电压与第二电容器两端电压进行比较，产生导通时长控制信号。
8.如权利要求1所述的控制器，其中初级开关管和次级开关管中至少有一个包括氮化镓器件或碳化硅器件。
9.一种隔离式开关变换器，包括如权利要求1至8中任一项所述的控制器。
10.一种隔离式开关变换器的控制方法，该开关变换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器、耦接至初级绕组的初级开关管、耦接至次级绕组的次级开关管，该控制方法包括：
对次级开关管两端电压的最大值进行采样保持，提供第一电压信号；
基于第一电压信号，提供小于第一电压信号的第二电压信号；
从次级开关管两端电压达到第二电压信号时开始计时，到次级开关管两端电压增大到第一电压信号时计时结束，计时时间为第一时长；以及
调节次级开关管第二次导通的导通时长，使下一开关周期的第一时长与第一时间阈值接近。
11.如权利要10所述的控制方法，其中所述第一时间阈值被设定为：
Figure FDA0003767692150000031
其中Ts为次级开关管第一次导通结束后，次级开关管两端电压以开关变换器输出电压为中心值正弦振荡的振荡周期，k为将第二电压信号与第一电压信号的比值。
12.如权利要11所述的控制方法，其中比值k为0.75。
13.如权利要11所述的控制方法，其中所述第一时间阈值的设定方法包括：
调节参考电阻器以设定控制电流；以及
从次级开关管两端电压达到第二电压信号时开始计时，对参考电容器以控制电流进行充电，参考电容器两端的电压从零开始增大至达到参考电压时计时结束，计时时间为第一时间阈值。
14.如权利要求10所述的控制方法，其中调节次级开关管第二次导通的导通时长的方法包括：
响应于第一时长小于第一时间阈值，延长次级开关管第二次导通的导通时长；以及
响应于第一时长大于第一时间阈值，缩短次级开关管第二次导通的导通时长。
15.如权利要求14所述的控制方法，其中：
响应于第一时间阈值与第一时长的第一时间差值，将第一充电电流源耦接至第一电容器，以对第一电容器进行充电；
响应于第一时长与第一时间阈值的第二时间差值，将第一放电电流源耦接至第一电容器，以对第一电容器进行放电；
响应于次级开关管的第二次导通，将第一充电电流源耦接至第二电容器，以对第二电容器进行充电；以及
当第二电容器两端的电压达到第一电容器两端的电压时，关断次级开关管。
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