CN115167608B - 反向电压保护电路、电压调整电路、电子装置及芯片 - Google Patents
反向电压保护电路、电压调整电路、电子装置及芯片 Download PDFInfo
- Publication number
- CN115167608B CN115167608B CN202210952558.4A CN202210952558A CN115167608B CN 115167608 B CN115167608 B CN 115167608B CN 202210952558 A CN202210952558 A CN 202210952558A CN 115167608 B CN115167608 B CN 115167608B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- transistor
- pole
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
Abstract
本公开涉及集成电路技术领域，具体涉及一种反向电压保护电路、电压调整电路、装置及芯片，所述反向电压保护电路包括：电流产生器，所述电流产生器由所述电压调整电路的输出电压Vout供电，以根据所述输出电压Vout产生第一电流；比较器，所述比较器比较所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout，在所述输出电压Vout高于所述输入电压Vin时输出第一控制信号，其中，所述比较器的工作电流由所述第一电流提供；以及低压开关，所述低压开关的控制端连接于所述比较器的输出端，在所述比较器输出第一控制信号时接收所述第一控制信号，关断所述电压调整电路以实现反向电压保护。本公开提供的技术方案，能够在输出电压较低时仍能正常提供反向电压保护。
Description
技术领域
本公开涉及集成电路技术领域，具体涉及一种反向电压保护电路、电压调整电路、电子装置及芯片。
背景技术
在电源管理芯片中，通常带有反向电压保护电路。反向电压保护电路可以在输入电压比输出电压低时，防止功率调整支路和关键控制电路持续流过大电流，避免功率器件损毁。目前常用的反向电压保护电路的实现方式包括：
功率器件衬底选择电路，通过选取合适的衬底电位来保证寄生二极管的安全。这种方式实现的反向电压保护电路面积小，不占用功率调整支路压降，能够避免大电流通过功率调整支路，但是易引发闩锁效应。
在功率器件为双极性晶体管的电源管理电路中接入肖特基二极管，所述肖特基二极管正向接于双极性晶体管的集电极和基极之间，在反向压降情况下，由于肖特基二极管导通电压低于双极性晶体管的导通电压，故功率调整支路不会产生大电流。此方案易于实现，但是使用双极性晶体管型功率器件的电源管理电路压降较大，且有基极电流存在，并不适用于所有应用。
在功率器件与输入端口间插入高压MOS开关，导通压降可以通过MOS开关的面积来调整，通过控制电路对开关的第二极电位进行控制，从而能在电压反向时关闭支路，不仅保护了功率器件，还能避免能量浪费。但是控制电路包含电阻，需要较大面积的电阻来实现较低静态功耗，且由于输入电压范围往往较大，需要用高压MOS器件作开关，而高压器件要达到较小导通电阻同样需要占用较大面积。
使用特殊工艺实现的自带防反向功率管作为功率器件，如双第二极LDMOS结构的功率管。然而，特殊功率管由于不能在标准工艺中实现，兼容性较差，且往往价格高昂。
发明内容
为了解决相关技术中的问题，本公开实施例提供一种反向电压保护电路、电压调整电路、电子装置及芯片。
第一方面，本公开实施例中提供了一种反向电压保护电路，应用于电压调整电路，其特征在于，所述反向电压保护电路包括：
电流产生器，所述电流产生器由所述电压调整电路的输出电压Vout供电，以根据所述输出电压Vout产生第一电流；
比较器，所述比较器比较所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout，在所述输出电压Vout高于所述输入电压Vin时输出第一控制信号，其中，所述比较器的工作电流由所述第一电流提供；以及
低压开关，所述低压开关的控制端连接于所述比较器的输出端，在所述比较器输出第一控制信号时接收所述第一控制信号，关断所述电压调整电路以实现反向电压保护。
根据本公开的实施例，所述电流产生器可以在为其供电的电压调整电路的输出电压较低时正常工作。
根据本公开的实施例，所述电流产生器的电流由耗尽型金属氧化物半导体场效应晶体管以及该晶体管栅源间的电阻产生，所述电流产生器中的其他器件均为低阈值器件，以使所述电流产生器实现在为其供电的电压调整电路的输出电压较低时正常工作。
根据本公开的实施例，所述电流产生器包括：
第一晶体管Q1，所述第一晶体管Q1的第二极连接于电源地，第三极经第一电阻R1连接于所述第一晶体管Q1的第二极；
第二晶体管Q2，所述第二晶体管Q2的第一极和第二极短接，并连接于所述第一晶体管Q1的第一极，所述第二晶体管Q2的第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout；
第三晶体管Q3，所述第三晶体管Q3的第二极连接于所述第二晶体管Q2的第二极，第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout，第一极输出所述第一电流；
其中，所述第一晶体管Q1为N型耗尽型金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第二晶体管Q2和第三晶体管Q3为P型低阈值金属氧化物半导体场效应晶体管。
所述比较器包括具有共基极结构的双极型晶体管，所述双极型晶体管为耐高压晶体管，以使所述比较器可以在其所比较的所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout在较大电压范围内变化时仍能正常工作。
根据本公开的实施例，所述比较器包括：
第四晶体管Q4和第五晶体管Q5，所述第四晶体管Q4的第一极与第二极短接，并连接于所述第五晶体管Q5的第二极，所述第四晶体管Q4的第三极连接于所述电压调整电路的输入电压Vin，所述第五晶体管Q5的第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout，所述第五晶体管Q5的第一极连接于一第一电流源，并输出所述第一控制信号；
第六晶体管Q6，所述第六晶体管Q6的第一极连接于所述第四晶体管Q4的第二极，第二极输入第二参考电压Vsup，第三极连接于一第二电流源；
其中，所述第四晶体管Q4和第五晶体管Q5为P型双极型晶体管，所述第六晶体管Q6为N型金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第一电流源和第二电流源的另一端均连接于电源地。
根据本公开的实施例，所述电压调整电路包括功率调整支路，所述低压开关连接于所述功率调整支路的输出端和所述电压调整电路的输出端之间。
根据本公开的实施例，所述低压开关在所述电压调整电路的输出电压Vout高于所述输入电压Vin时关断，进而关断所述电压调整电路，包括：
所述低压开关在所述电压调整电路的输出电压Vout高于所述输入电压Vin时关断，以使所述功率调整支路不为所述电压调整电路提供输出电压，进而关断所述电压调整电路。
根据本公开的实施例，所述低压开关为P型金属氧化物半导体场效应开关晶体管，所述P型金属氧化物半导体场效应开关晶体管的栅极为所述低压开关的控制端，漏极连接于所述功率调整支路的输出端，源极连接于所述电压调整电路的输出端。
根据本公开的实施例，所述比较器在所述输出电压Vout不高于所述输入电压Vin时输出第二控制信号；
所述低压开关在所述比较器输出第二控制信号时接收所述第二控制信号，使所述电压调整电路正常输出所述输出电压Vout。
第二方面，本公开实施例中提供了一种电压调整电路，所述电压调整电路包括如第一方面中任一实施例所述的反向电压保护电路。
根据本公开的实施例，所述电压调整电路还包括：
带隙基准电路，所述带隙基准电路基于所述输入电压Vin生成第一参考电压Vref和第二参考电压Vsup；
误差放大器，所述误差放大器接收所述第一参考电压Vref和对所述输出电压Vout分压后的反馈电压Vfb，输出第一放大信号；
功率调整支路，所述功率调整支路接收所述第一放大信号，并输出所述输出电压Vout。
第三方面，本公开实施例中提供了一种电子装置，所述电子装置包括如第一方面中任一实施例所述的反向电压保护电路。
第四方面，本公开实施例中提供了一种电子装置，所述电子装置包括如第一方面中任一实施例所述的电压调整电路。
第五方面，本公开实施例中提供了一种芯片，所述芯片包括如第一方面中任一实施例所述的反向电压保护电路。
第六方面，本公开实施例中提供了一种芯片，所述芯片包括如第一方面中任一实施例所述的电压调整电路。
根据本公开实施例提供的技术方案，提供了一种反向电压保护电路，应用于电压调整电路，所述反向电压保护电路包括：电流产生器，所述电流产生器由所述电压调整电路的输出电压Vout供电，以根据所述输出电压Vout产生第一电流；比较器，所述比较器比较所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout，在所述输出电压Vout高于所述输入电压Vin时输出第一控制信号，其中，所述比较器的工作电流由所述第一电流提供；以及低压开关，所述低压开关的控制端接收所述第一控制信号，关断所述电压调整电路以实现反向电压保护。本公开的技术方案，通过采用比较器的输出信号来控制低压开关，灵敏度更高，占用面积更小，基于电压调整电路的输出电压提供比较器的供电电流，在实现反向电压保护时不增加静态耗电，且能在电压调整电路的输出电压低于功率器件寄生二极管导通电压时仍能正常工作，提高了电路可靠性。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
结合附图，通过以下非限制性实施方式的详细描述，本公开的其它特征、目的和优点将变得更加明显。在附图中。
图1示出根据本公开实施例的反向电压保护电路的原理图。
图2示出根据本公开实施例的反向电压保护电路中的电流产生器的晶体管级电路图。
图3示出根据本公开实施例的反向电压保护电路中的比较器的晶体管级电路图。
图4示出具有本公开实施例的电压调整电路的原理图。
图5A-图5C示出具有本公开实施例的反向电压保护电路的仿真图形。
图6A示出一个作为比较例的反向电压保护电路的结构图。
图6B-图6E示出具有本公开实施例的反向电压保护电路与所述作为比较例的反向电压保护电路的仿真对比图。
图7示出本公开的实施例的电子装置的结构框图。
图8示出本公开的实施例的另一种电子装置的结构框图。
具体实施方式
下文中，将参考附图详细描述本公开的示例性实施例，以使本领域技术人员可容易地实现它们。此外，为了清楚起见，在附图中省略了与描述示例性实施例无关的部分。
在本公开中，应理解，诸如“包括”或“具有”等的术语旨在指示本说明书中所公开的特征、数字、步骤、行为、部件、部分或其组合的存在，并且不欲排除一个或多个其他特征、数字、步骤、行为、部件、部分或其组合存在或被添加的可能性。
另外还需要说明的是，在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本公开。
上文提及，目前，常用的反向电压保护电路的实现方式包括：功率器件衬底选择电路，通过选取合适的衬底电位来保证寄生二极管的安全，这种方式实现的反向电压保护电路面积小，不占用功率调整支路压降，能够避免大电流通过功率调整支路，但是易引发闩锁效应；在功率器件为双极性晶体管的电源管理电路中接入肖特基二极管，所述肖特基二极管正向接于双极性晶体管的集电极和基极之间，在反向压降情况下，由于肖特基二极管导通电压低于双极性晶体管的导通电压，故功率调整支路不会产生大电流，此方案易于实现，但是使用双极性晶体管型功率器件的电源管理电路压降较大，且有基极电流存在，并不适用于所有应用；在功率器件与输入端口间插入高压MOS开关，导通压降可以通过MOS开关的面积来调整，通过控制电路对开关的第二极电位进行控制，从而能在电压反向时关闭支路，不仅保护了功率器件，还能避免能量浪费，但是控制电路包含电阻，需要较大面积的电阻来实现较低静态功耗，且由于输入电压范围往往较大，需要用高压MOS器件作开关，而高压器件要达到较小导通电阻同样需要占用较大面积；使用特殊工艺实现的自带防反向功率管作为功率器件，如双第二极LDMOS结构的功率管，然而，特殊功率管由于不能在标准工艺中实现，兼容性较差，且往往价格高昂。同时，较小的反向电压下功率器件的寄生二极管也可能导通产生较大的反向电流，进而对芯片造成伤害。
鉴于此，本公开实施例提供了一种反向电压保护电路，应用于电压调整电路，所述反向电压保护电路包括：电流产生器，所述电流产生器由所述电压调整电路的输出电压Vout供电，以根据所述输出电压Vout产生第一电流；比较器，所述比较器比较所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout，在所述输出电压Vout高于所述输入电压Vin时输出第一控制信号，其中，所述比较器的工作电流由所述第一电流提供；以及低压开关，所述低压开关的控制端接收所述第一控制信号，关断所述电压调整电路以实现反向电压保护。本公开的技术方案，通过可在低压下正常工作的电流产生器、比较器和低压开关组成保护电路，能够保证在反向电压情况下及时关断电压调整电路以实现反向电压保护，尤其能够保证在电压调整电路输出较低电压时仍能实现反向电压保护；采用比较器的输出信号来控制低压开关，灵敏度更高，占用面积更小；基于电压调整电路的输出电压提供比较器的供电电流，在实现反向电压保护时不增加静态耗电，且能在电压调整电路的输出电压低于功率器件寄生二极管导通电压时仍能正常工作，提高了电路可靠性。
图1示出根据本公开的实施例的反向电压保护电路的原理图。如图1所示，所述反向电压保护电路应用于电压调整电路，所述反向电压保护电路包括：
电流产生器，所述电流产生器由所述电压调整电路的输出电压Vout供电，以根据所述输出电压Vout产生第一电流；
比较器，所述比较器比较所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout，在所述输出电压Vout高于所述输入电压Vin时输出第一控制信号，其中，所述比较器的工作电流由所述第一电流提供；以及
低压开关，所述低压开关的控制端接收所述第一控制信号，关断所述电压调整电路以实现反向电压保护。
在本公开实施例中，所述反向电压保护电路应用于电压调整电路，所述电压调整电路可以是稳压电路，例如低压差线性稳压电路LDO，也可以是其他需要进行电压调整的电路，此处不做限制。
在本公开实施例中，所述电流产生器由所述电压调整电路的输出电压Vout供电，以根据所述输出电压Vout产生第一电流，且所述电流产生器可以在为其供电的电压调整电路的输出电压为较低电压时正常工作。在本公开的一个具体实施方式中，可以通过利用耗尽型金属氧化物半导体场效应晶体管以及该晶体管栅源间的电阻来产生所述电流产生器的电流，同时在所述电流产生器中的其他器件均采用低阈值器件，来实现使所述电流产生器可以在为其供电的电压调整电路的输出电压为较低电压时仍能正常工作。
具体地，图2示出了根据本公开实施例的反向电压保护电路中的电流产生器的晶体管级电路图，如图2所示，所述电流产生器可以包括：第一晶体管Q1，所述第一晶体管Q1的第二极连接于电源地，第三极经第一电阻R1连接于所述第一晶体管Q1的第二极；二晶体管Q2，所述第二晶体管Q2的第一极和第二极短接，并连接于所述第一晶体管Q1的第一极，所述第二晶体管Q2的第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout；第三晶体管Q3，所述第三晶体管Q3的第二极连接于所述第二晶体管Q2的第二极，第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout，第一极输出所述第一电流。其中，所述第一晶体管Q1和第一电阻R1用于产生所述电流产生器的电流，所述第二晶体管Q2和第三晶体管Q3用于输出所述电流。
在本公开实施例中，可以设置所述第一晶体管Q1为N型耗尽型金属氧化物半导体场效应晶体管，可以根据不同应用需求调整所述第一电阻R1的大小，以改变所述电流产生器产生的电流的大小，进而改变比较器的灵敏度。所述第二晶体管Q2和第三晶体管Q3为P型低阈值金属氧化物半导体场效应晶体管，以保证当所述电压调整电路的输出电压Vout为一个较低的值时，所述电流产生器仍然能够正常产生工作电流，进而使得所述反向电压保护电路能够正常工作。
在本公开实施例中，所述比较器比较所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout，在所述输出电压Vout高于所述输入电压Vin时输出第一控制信号，并在所述输出电压Vout不高于所述输入电压Vin时输出第二控制信号，其中，所述比较器的工作电流由所述第一电流提供。同时，为了提高所述比较器的工作电压范围，使得所述比较器可以在其所比较的所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout在较大电压范围内变化时正常工作，可以采用具有共基极结构的双极型晶体管构成所述比较器，且设置所述双极型晶体管为耐高压晶体管。以tsmc18工艺为例，可以设置所述双极型晶体管的发射结耐压为29.6V，从而使得所述电压调整电路的最大输入电压可以达到29.6V。
具体地，图3示出了根据本公开实施例的反向电压保护电路中的比较器的晶体管级电路图，如图3所示，所述比较器可以包括：第四晶体管Q4和第五晶体管Q5，所述第四晶体管Q4的第一极与第二极短接，并连接于所述第五晶体管Q5的第二极，所述第四晶体管Q4的第三极连接于所述电压调整电路的输入电压Vin，所述第五晶体管Q5的第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout，所述第五晶体管Q5的第一极连接于一第一电流源，并输出所述第一控制信号；第六晶体管Q6，所述第六晶体管Q6的第一极连接于所述第四晶体管Q4的第二极，第二极输入第二参考电压Vsup，第三极连接于一第二电流源；其中，所述第四晶体管Q4和第五晶体管Q5为P型双极型晶体管，所述第六晶体管Q6为N型金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第一电流源和第二电流源的另一端均连接于电源地。其中，所述第二参考电压Vsup为电压调整电路中的带隙基准电路产生的一个参考电压，其可以为一个较小的值，以在输入电压Vin较大时保护相应的晶体管不被损坏。
在本公开实施例中，所述低压开关的控制端连接于所述比较器的输出端，在所述比较器输出第一控制信号时接收所述第一控制信号，关断所述电压调整电路以实现反向电压保护。
在本公开实施例中，所述电压调整电路包括功率调整支路，所述低压开关连接于所述功率调整支路的输出端和所述电压调整电路的输出端之间。当所述比较器输出第一控制信号时，所述低压开关的经控制端接收所述第一控制信号，所述第一控制信号可以使所述低压开关关断，从而使所述功率调整支路的输出端与所述电压调整电路的输出端之间的连接断开，进而关断所述电压调整电路，实现了对所述电压调整电路的反向电压保护。
在本公开实施例中，所述低压开关可以是P型金属氧化物半导体场效应开关晶体管，所述P型金属氧化物半导体场效应开关晶体管的栅极为所述低压开关的控制端，漏极连接于所述功率调整支路的输出端，源极连接于所述电压调整电路的输出端。具体地，所述低压开关可以是P型金属氧化物半导体场效应开关晶体管，其器件尺寸由电路正常工作时的期望的压降确定，若期望的压降越小，则该低压开关的器件尺寸可以越大。
在本公开实施例中，通过可在低压下正常工作的电流产生器、比较器和低压开关组成保护电路，能够保证在反向电压的情况下及时关断电压调整电路以实现反向电压保护，尤其能够保证在电压调整电路输出较低电压时，实现反向电压保护；采用比较器的输出信号来控制低压开关，灵敏度更高，占用面积更小；基于电压调整电路的输出电压提供比较器的供电电流，在实现反向电压保护时不增加静态耗电，且能在电压调整电路的输出电压低于功率器件寄生二极管导通电压时仍能正常工作，提高了电路可靠性。
在本公开实施例中，所述低压开关还可在所述比较器输出第二控制信号时接收所述第二控制信号，使所述电压调整电路正常输出所述输出电压Vout。即，当所述比较器输出第二控制信号时，所述低压开关的经控制端接收所述第二控制信号，所述第二控制信号可以使所述低压开关导通，从而使所述功率调整支路的输出端与所述电压调整电路的输出端之间的保持连接，进而能使所述电压调整电路正常输出所述输出电压Vout。
图4示出具有本公开实施例的电压调整电路的原理图。如图4所示，本公开实施例提供的电压调整电路包括如图1所示的反向电压保护电路，还包括：
带隙基准电路，所述带隙基准电路基于所述输入电压Vin生成第一参考电压Vref和第二参考电压Vsup；
误差放大器，所述误差放大器接收所述第一参考电压Vref和对所述输出电压Vout分压后的反馈电压Vfb，输出第一放大信号；
功率调整支路，所述功率调整支路接收所述第一放大信号，并输出所述输出电压Vout。
在本公开实施例中，所述功率调整支路经所述低压开关输出所述输出电压Vout，当所述低压开关接收比较器输出的第一控制信号时，所述低压开关关断，所述电压调整电路与所述功率调整支路断开连接，实现了对所述电压调整电路的反向电压保护；当所述低压开关接收比较器输出的第二控制信号时，所述低压开关导通，所述电压调整电路与所述功率调整支路保持连接，所述电压调整电路正常工作。
在本公开实施例中，所述电压调整电路还包括负载电容Cload和负载电流支路Iload，用于为所述电压调整电路提供负载。
根据本公开实施例的技术方案，通过可在低压下正常工作的电流产生器、比较器和低压开关组成保护电路，能够保证在反向电压情况下及时关断电压调整电路以实现反向电压保护；采用比较器的输出信号来控制低压开关，灵敏度更高，占用面积更小；基于电压调整电路的输出电压提供比较器的供电电流，在实现反向电压保护时不增加静态耗电，且能在电压调整电路的输出电压低于功率器件寄生二极管导通电压时仍能正常工作，提高了电路可靠性。
图5A-图5C示出具有本公开实施例的反向电压保护电路的仿真图形。
如图5A所示，图中示出了当输入电压Vin下降至0V，输出电压Vout为700mV时，所述反向电压保护电路中比较器的输出电压的曲线，由图5A可以看出，当3ms时，发生上述输入电压Vin下降至0V的电压反向，此时输出电压Vout为700mV的低压，在上述低压反向电压条件下，比较器的输出电压在快速稳定后能够达到约700mV，即此时比较器仍然能够输出正确的控制信号以关断低压开关，实现对电压调整电路的反向电压保护。
如图5B所示，图中示出了不同电流产生器所产生的电流对应的不同耗电情况，所述电流产生器所产生的电流值大小由所述电流产生器中第一电阻R1的阻值决定，所述第一电阻R1的阻值越小，所述电流产生器所产生的电流值越大，由图5B可以看出，在同样温度条件下(如30℃)，图中虚线对应的电流约为211.3nA，实线对应的电流约为114.1nA，此时必然是包括虚线对应的电流产生器的反向保护电路耗电更多，其在发生电压反向时的反应速度也会越快，反之亦然。
如图5C所示，图中从上至下三条曲线分别示出了当输入电压Vin分别从不同20V、10V、5V降到0时负载电容上流失电荷情况，由图5C可以看出，正常工作时的输入电压Vin越高，在发生电压反向时，所述反向保护电路的负载电容上流失的电荷越多。
图6A示出一个作为比较例的反向电压保护电路的结构图，图6B-图6E示出具有本公开实施例的反向电压保护电路与所述作为比较例的反向电压保护电路的仿真对比图。
如图6A所示，所述作为比较例的反向电压保护电路包括作为开关的PMOS开关管Q7、用于检测反向输出电压Vout的双极型晶体管Q8以及第一二极管D1和第二二极管D2，所述PMOS开关管Q7的第一极连接于功率调整支路的输出端，第三极连接于电压调整电路的输出端，第二极作为开关的控制端连接于所述双极型晶体管Q8的第一极；所述双极型晶体管Q8的第二极连接于第一二极管D1的阴极，并经过一第二电阻R2连接于输入电压Vin，所述双极型晶体管Q8的第三极连接于所述输出电压Vout；所述第一二极管D1的阳极连接于所述第二二极管D2的阴极，所述第二二极管D2的阳极连接于所述输出电压Vout。
如图6B所示，图中示出了在对本公开实施例提出的反向电压保护电路和对比例中的反向电压保护电路进行仿真时的输入电压Vin曲线，由图6B可以看出，输入电压Vin均为从5V下降至0V。
如图6C和图6D所示，图6C中示出了对两种反向电压保护电路进行仿真得到的控制信号的曲线，图6D中示出了对两种反向电压保护电路进行仿真得到的输出电压的曲线，其中曲线1为本公开实施例提出的反向电压保护电路的控制信号的曲线，曲线2为对比例中的反向电压保护电路的控制信号的曲线，曲线3为本公开实施例提出的反向电压保护电路的输出电压的曲线，曲线4为对比例中的反向电压保护电路的输出电压的曲线。由图6C和图6D可以看出，本公开实施例提出的反向电压保护电路中，控制信号在稳定后保持在3.2V，且输出电压始终维持3.2V没有波动，而对比例的反向电压保护电路中，控制信号在稳定后保持在2.8V，且输出电压也由3.2V下降至了2.8V。此外，由图6C还可以看出，本公开实施例提出的反向电压保护电路中，控制信号比对比例中的控制信号更快达到稳定。
如图6E所示，图6E示出了对两种反向电压保护电路进行仿真得到的反向电流的曲线，其中曲线5为本公开实施例提出的反向电压保护电路的反向电流曲线，曲线6为对比例中的反向电压保护电路的反向电流曲线。由图6E可以看出，本公开实施例提出的反向电压保护电路中，在发生电压反向的情况下，反向电流始终保持为0，而对比例的反向电压保护电路中，在发生电压反向时，由于比较器的输出控制电压转换不够迅速，导致功率调整至支路中由瞬间大电流通过，造成了能量损失，因而导致了输出电压的降低。
由上述仿真图形可以看出，本公开实施例提供的反向电压保护电路，在电压调整电路发生反向时，能够更快地切换比较器输出的控制信号，因而能够避免能量损失，进而保证电压调整电路的输出稳定。
本公开还公开了一种电子装置，图7示出根据本公开的实施例的电子装置的结构框图。
在本公开实施例中，所述电子装置包括本公开实施例提供的反向电压保护电路，所述电子装置可以是稳压装置，用以实现稳压功能，也可以是包括稳压装置的其他电子装置，此处不做限制。
本公开还公开了另一种电子装置，图8示出根据本公开的实施例的另一种电子装置的结构框图。
在本公开实施例中，所述电子装置包括本公开实施例提供的电压调整电路，所述电子装置可以是稳压装置，用以实现稳压功能，也可以是包括稳压装置的其他电子装置，此处不做限制。
本公开实施例还提供了一种芯片，所述芯片包括本公开实施例提供的反向电压保护电路。
本公开实施例还提供了另一种芯片，所述芯片包括本公开实施例提供的电压调整电路。
以上描述仅为本公开的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明。本领域技术人员应当理解，本公开中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术方案，同时也应涵盖在不脱离所述发明构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本公开中公开的(但不限于)具有类似功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。
Claims (15)
1.一种反向电压保护电路，应用于电压调整电路，其特征在于，所述反向电压保护电路包括：
电流产生器，所述电流产生器由所述电压调整电路的输出电压Vout供电，以根据所述输出电压Vout产生第一电流；
比较器，所述比较器比较所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout，在所述输出电压Vout高于所述输入电压Vin时输出第一控制信号，其中，所述比较器的工作电流由所述第一电流提供；以及
低压开关，所述低压开关的控制端连接于所述比较器的输出端，在所述比较器输出第一控制信号时接收所述第一控制信号，关断所述电压调整电路以实现反向电压保护；
所述电流产生器包括：
第一晶体管Q1，所述第一晶体管Q1的第二极连接于电源地，第三极经第一电阻R1连接于所述第一晶体管Q1的第二极；
第二晶体管Q2，所述第二晶体管Q2的第一极和第二极短接，并连接于所述第一晶体管Q1的第一极，所述第二晶体管Q2的第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout；
第三晶体管Q3，所述第三晶体管Q3的第二极连接于所述第二晶体管Q2的第二极，第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout，第一极输出所述第一电流；
其中，所述第一晶体管Q1为N型耗尽型金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第二晶体管Q2和第三晶体管Q3为P型低阈值金属氧化物半导体场效应晶体管。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，
所述电流产生器可以在为其供电的电压调整电路的输出电压较低时正常工作。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，
所述电流产生器的电流由耗尽型金属氧化物半导体场效应晶体管以及该晶体管栅源间的电阻产生，所述电流产生器中的其他器件均为低阈值器件，以使所述电流产生器实现在为其供电的电压调整电路的输出电压较低时正常工作。
4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，
所述比较器包括具有共基极结构的双极型晶体管，所述双极型晶体管为耐高压晶体管，以使所述比较器可以在其所比较的所述电压调整电路的输入电压Vin和输出电压Vout在较大电压范围内变化时仍能正常工作。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述比较器包括：
第四晶体管Q4和第五晶体管Q5，所述第四晶体管Q4的第一极与第二极短接，并连接于所述第五晶体管Q5的第二极，所述第四晶体管Q4的第三极连接于所述电压调整电路的输入电压Vin，所述第五晶体管Q5的第三极连接于所述电压调整电路的输出电压Vout，所述第五晶体管Q5的第一极连接于一第一电流源，并输出所述第一控制信号；
第六晶体管Q6，所述第六晶体管Q6的第一极连接于所述第四晶体管Q4的第二极，第二极输入第二参考电压Vsup，第三极连接于一第二电流源；
其中，所述第四晶体管Q4和第五晶体管Q5为P型双极型晶体管，所述第六晶体管Q6为N型金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第一电流源和第二电流源的另一端均连接于电源地。
6.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，
所述电压调整电路包括功率调整支路，所述低压开关连接于所述功率调整支路的输出端和所述电压调整电路的输出端之间。
7.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述低压开关在所述电压调整电路的输出电压Vout高于所述输入电压Vin时关断，进而关断所述电压调整电路，包括：
所述低压开关在所述电压调整电路的输出电压Vout高于所述输入电压Vin时关断，以使所述功率调整支路不为所述电压调整电路提供输出电压，进而关断所述电压调整电路。
8.根据权利要求6或7所述的电路，其特征在于，
所述低压开关为P型金属氧化物半导体场效应开关晶体管，所述P型金属氧化物半导体场效应开关晶体管的栅极为所述低压开关的控制端，漏极连接于所述功率调整支路的输出端，源极连接于所述电压调整电路的输出端。
9.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，
所述比较器在所述输出电压Vout不高于所述输入电压Vin时输出第二控制信号；
所述低压开关在所述比较器输出第二控制信号时接收所述第二控制信号，使所述电压调整电路正常输出所述输出电压Vout。
10.一种电压调整电路，其特征在于，
所述电压调整电路包括如权利要求1-9中任一项所述的反向电压保护电路。
11.根据权利要求10所述的电路，其特征在于，所述电压调整电路还包括：
带隙基准电路，所述带隙基准电路基于所述输入电压Vin生成第一参考电压Vref和第二参考电压Vsup；
误差放大器，所述误差放大器接收所述第一参考电压Vref和对所述输出电压Vout分压后的反馈电压Vfb，输出第一放大信号；
功率调整支路，所述功率调整支路接收所述第一放大信号，并输出所述输出电压Vout。
12.一种电子装置，其特征在于，
所述电子装置包括如权利要求1-9中任一项所述的反向电压保护电路。
13.一种电子装置，其特征在于，
所述电子装置包括如权利要求10-11中任一项所述的电压调整电路。
14.一种芯片，其特征在于，
所述芯片包括如权利要求1-9中任一项所述的反向电压保护电路。
15.一种芯片，其特征在于，
所述芯片包括如权利要求10-11中任一项所述的电压调整电路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210952558.4A CN115167608B (zh) | 2022-08-09 | 2022-08-09 | 反向电压保护电路、电压调整电路、电子装置及芯片 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210952558.4A CN115167608B (zh) | 2022-08-09 | 2022-08-09 | 反向电压保护电路、电压调整电路、电子装置及芯片 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN115167608A CN115167608A (zh) | 2022-10-11 |
| CN115167608B true CN115167608B (zh) | 2023-05-09 |
Family
ID=83479537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202210952558.4A Active CN115167608B (zh) | 2022-08-09 | 2022-08-09 | 反向电压保护电路、电压调整电路、电子装置及芯片 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN115167608B (zh) |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5747976A (en) * | 1996-03-26 | 1998-05-05 | Raytheon Company | Constant on-time architecture for switching regulators |
| US6359391B1 (en) * | 2000-09-08 | 2002-03-19 | Philips Electronics North America Corporation | System and method for overvoltage protection during pulse width modulation dimming of an LCD backlight inverter |
| EP1589644A1 (en) * | 2004-04-23 | 2005-10-26 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Protection circuit for a switched mode power supply |
| EP1589646A3 (en) * | 2004-04-23 | 2018-05-16 | Thomson Licensing DTV | Protection circuit for a switched mode power supply |
| JP5347748B2 (ja) * | 2009-06-18 | 2013-11-20 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| JP5470128B2 (ja) * | 2010-03-26 | 2014-04-16 | ローム株式会社 | 定電圧回路、コンパレータおよびそれらを用いた電圧監視回路 |
| JP5749483B2 (ja) * | 2010-12-10 | 2015-07-15 | ローム株式会社 | ヒステリシス制御型スイッチングレギュレータの制御回路およびそれを利用したヒステリシス制御型スイッチングレギュレータ、電子機器 |
| KR20140071176A (ko) * | 2012-12-03 | 2014-06-11 | 현대자동차주식회사 | 전류 발생 회로 |
| US9250638B1 (en) * | 2013-01-18 | 2016-02-02 | Linear Technology Corporation | Voltage regulator sleep control in dropout mode |
| CN105099192B (zh) * | 2015-09-30 | 2018-05-08 | 深圳天珑无线科技有限公司 | 电源的输出电压调节电路及其控制方法 |
| CN211981477U (zh) * | 2019-12-26 | 2020-11-20 | 江苏晟楠电子科技股份有限公司 | 一种电源保护电路 |
| CN217063253U (zh) * | 2022-02-14 | 2022-07-26 | 海信空调有限公司 | 过压保护装置及空调器 |
| CN114740944B (zh) * | 2022-04-07 | 2024-01-02 | 北京紫光芯能科技有限公司 | 一种车载微控制器、低压差线性稳压器及其过流保护电路 |
-
2022
- 2022-08-09 CN CN202210952558.4A patent/CN115167608B/zh active Active
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| 一种CMOS功率开关反向电压保护电路;高兴国;苏晨;刘凡;邓江;王其超;;微电子学(第02期);正文 * |
| 大功率半导体激光器驱动电源设计;卢凯;《信息科技》;正文 * |
| 用于电压模式的DC-DC转换器的前馈电路;丁万新;陈东坡;何乐年;;电子器件(第06期);正文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN115167608A (zh) | 2022-10-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8604862B2 (en) | Four-quadrant bootstrapped switch circuit | |
| US8508963B2 (en) | Step-down switching regulator capable of providing high-speed response with compact structure | |
| US20180329440A1 (en) | Voltage Regulator and Method for Providing an Output Voltage with Reduced Voltage Ripple | |
| EP2701030B1 (en) | Low dropout voltage regulator with a floating voltage reference | |
| US20080278135A1 (en) | Bootstrap clamping circuit for dc/dc regulators and method thereof | |
| JP7304729B2 (ja) | 電源回路、電源装置及び車両 | |
| US9582017B2 (en) | Method of preventing inversion of output current flow in a voltage regulator and related voltage regulator | |
| US20230122458A1 (en) | Low dropout linear regulator and control circuit thereof | |
| CN113703513B (zh) | 防倒灌保护模块、低压差线性稳压器、芯片及供电系统 | |
| JP2005148942A (ja) | 定電圧回路 | |
| CN114584126B (zh) | 一种开关管驱动电路 | |
| US20100231193A1 (en) | High Side High Voltage Switch with Over Current and Over Voltage Protection | |
| US11522535B2 (en) | Semiconductor device | |
| US20160103464A1 (en) | Powering of a Charge with a Floating Node | |
| US9774321B1 (en) | One-direction conduction devices | |
| CN115167608B (zh) | 反向电压保护电路、电压调整电路、电子装置及芯片 | |
| CN107979285B (zh) | 一种电源转换电路 | |
| US20220147084A1 (en) | Voltage regulator | |
| US20210359679A1 (en) | Control circuit for power switch | |
| CN110888487B (zh) | 一种低压差线性稳压器及电子设备 | |
| US8692589B2 (en) | Semiconductor element driving circuit and semiconductor device | |
| CN115411697A (zh) | 一种欠压保护装置 | |
| CN115411701B (zh) | 功率控制电路、电压调整电路、电子装置及芯片 | |
| JP2013025695A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| CN113253792A (zh) | 一种控制ldo压降状态静态功耗的电路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |