CN115085294A - 基于功率同步控制的锁相环及控制方法 - Google Patents

基于功率同步控制的锁相环及控制方法 Download PDF

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CN115085294A CN202210860291.6A CN202210860291A CN115085294A CN 115085294 A CN115085294 A CN 115085294A CN 202210860291 A CN202210860291 A CN 202210860291A CN 115085294 A CN115085294 A CN 115085294A
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杨银国
刘洋
陆秋瑜
伍双喜
王天一
陈哲
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Abstract

本申请涉及一种基于功率同步控制的锁相环，所述锁相环包括：并网点电压转换单元将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量；PI控制单元根据PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量；功率同步单元将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量；角频率修正单元根据角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率；积分单元将控制角频率作为输入，得到相位跟踪值，并将其作为锁相环输出的并网点的相位信息。相比现有技术，本发明能够稳定系统的有功和无功输出，并且有效跟踪公共耦合点的电压相位，满足了实际应用需求。

Description

基于功率同步控制的锁相环及控制方法
技术领域
本申请涉及换流器控制技术领域，特别是涉及一种基于功率同步控制的锁相环及控制方法。
背景技术
近年来，随着新能源产业的快速发展，基于电力电子变换器的可再生能源发电单元已大范围接入电网。可再生能源接入电网主要采用电压源型逆变器作为电网接口，通过控制逆变器的功率实现新能源电能高效稳定传输。因此，大多数电压源型逆变器都被控制为功率源，而换流器精确稳定的功率控制都需要准确跟踪公共耦合点处的电压和频率。为准确快速获取公共耦合点电压的相位信息，锁相环是目前并网换流器最常用的锁相同步方式。
锁相环最主要的作用是快速准确且稳定地跟踪电网电压的相位，因此，在设计锁相环时，希望将锁相环的带宽设计得尽可能高，如此能够使得锁相环相位跟踪的动态性能达到最佳。但是，高带宽的锁相环在某些工况下也会存在较大的问题。例如，当电网较弱时，锁相环会在电流控制环中引入负电阻，从而导致系统出现不稳定现象。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种能够稳定系统的有功和无功输出，并且有效跟踪公共耦合点的电压相位的基于功率同步控制的锁相环及控制方法。
本发明实施例提供了一种基于功率同步控制的锁相环，所述锁相环包括：
并网点电压转换单元，用于将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量；
PI控制单元，用于根据并网点电压转换单元输出的所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量；
功率同步单元，用于将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量；
角频率修正单元，用于根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率。
进一步地，所述并网点电压转换单元包括第一乘法器、第二乘法器及第一减法器；其中，所述第一乘法器的输出端与所述第一减法器的第一输入端连接，所述第二乘法器的输出端与所述第一减法器的第二输入端连接。
进一步地，所述功率同步单元包括第二减法器、第一加法器及第三乘法器；其中，所述第二减法器及所述第一加法器的输出端分别与所述第三乘法器的输入端连接。
进一步地，所述锁相环还包括一积分单元，
所述积分单元，用于将所述角频率修正单元所输出的控制角频率作为输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。
进一步地，所述第一电压测量值为α坐标系下的电压测量值Vα，所述第二电压测量值为β坐标系下的电压测量值Vβ，根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量的计算模型为：
Figure BDA0003756211990000021
其中，
Figure BDA0003756211990000022
为PCC母线电压的q轴分量，
Figure BDA0003756211990000023
为相位跟踪值。
进一步地，所述角频率修正量的模型为：
Δω2＝(p1V2+p2Q)(Pref-P)
其中，Δω2为角频率修正量，p1和p2为调节系数，V为并网点电压，P为有功功率，Q为无功功率，Pref为有功功率参考值。
进一步地，所述控制角频率的计算模型为：
ωc＝ω0+Δω1+Δω2
其中，ω0为理想角频率，Δω1为角频率调节量。
进一步地，所述锁相环还包括一VSC系统，所述VSC系统包括与并网点输出端连接的VSC，以及依次与积分单元输出端连接的第一坐标转换单元、VSC控制单元、第二坐标转换单元及PWM转换单元；其中，所述PWM转换单元的输出端与所述VSC连接，且所述VSC控制单元为双闭环的矢量控制单元，包括功率外环控制及电流内环控制。
本发明的另一实施例提出一种基于功率同步控制的锁相环控制方法，所述方法包括：
将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量；
根据所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量；
将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量；
根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率；
将控制角频率作为积分单元的输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。
进一步地，所述角频率修正量的模型为：
Δω2＝(p1V2+p2Q)(Pref-P)
其中，Δω2为角频率修正量，p1和p2为调节系数，V为并网点电压，P为有功功率，Q为无功功率，Pref为有功功率参考值，
Figure BDA0003756211990000031
为相位跟踪值。
上述基于功率同步控制的锁相环，并网点电压转换单元将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量；PI控制单元根据并网点电压转换单元输出的所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量；功率同步单元将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量；角频率修正单元根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率；所述积分单元将所述角频率修正单元所输出的控制角频率作为输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。相比现有技术，本发明能够稳定系统的有功和无功输出，并且有效跟踪公共耦合点的电压相位，满足了实际应用需求。
附图说明
图1为本发明实施例提供的基于功率同步控制的锁相环的结构框图；
图2为本发明实施例提供的基于功率同步控制的锁相环的结构图；
图3为本发明实施例提供的VSC的矢量控制框图：
图4为与弱交流系统连接的VSC系统结构图；
图5为交流系统短路比为1.5时VSC系统的根轨迹图；
图6为传统锁相环与基于功率同步控制的锁相环控制策略各自的仿真波形，其中，(a)为采用传统锁相环时VSC的功率，(b)为传统锁相环的输出相位和并网三相电压，(c)为采用基于功率同步控制的锁相环时VSC的功率，(d)为基于功率同步控制的锁相环的输出相位和并网点三相电压；
图7为本发明实施例提供的新线开通对既有线网影响的分析方法的一种流程示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本技术领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，文中的步骤编号，仅为了方便具体实施例的解释，不作为限定步骤执行先后顺序的作用。本实施例提供的方法可以由相关的服务器执行，且下文均以服务器作为执行主体为例进行说明。
如图1所示，本发明实施例提供的基于功率同步控制的锁相环，所述锁相环包括：
并网点电压转换单元11，用于将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量。其中，所述第一电压测量值及第二电压测量值由并网点电压经克拉克变换得到。
其中，所述第一电压测量值为α坐标系下的电压测量值Vα，所述第二电压测量值为β坐标系下的电压测量值Vβ，根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量的计算模型为：
Figure BDA0003756211990000051
式中，
Figure BDA0003756211990000052
为PCC母线电压的q轴分量，
Figure BDA0003756211990000053
为相位跟踪值。
进一步地，所述并网点电压转换单元包括第一乘法器、第二乘法器及第一减法器，所述第一乘法器的输出端与所述第一减法器的第一输入端(+端)连接，所述第二乘法器的输出端与所述第一减法器的第二输入端(+端)连接。其中，所述第一乘法器的输入量为第二电压测量值(β坐标系下的电压测量值Vβ)及
Figure BDA0003756211990000054
所述第二乘法器的输入量为第二电压测量值(α坐标系下的电压测量值Vα)及
Figure BDA0003756211990000055
所述第一减法器的第一输入端的输入量为
Figure BDA0003756211990000061
所述第一减法器的第二输入端的输入量为
Figure BDA0003756211990000062
所述第一减法器输出端的输出量为
Figure BDA0003756211990000063
PI控制单元12，用于根据并网点电压转换单元输出的所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量。
具体的，PI控制单元的控制模型为：
Figure BDA0003756211990000064
式中，H为传递函数，kP为比例系数，kI为积分系数，s为s域中的复频率。
可以理解的，所述PI控制单元根据接收到的q轴分量
Figure BDA0003756211990000065
产生角频率调节量Δω1，从而为控制角频率调节精度的提升提供必要条件。
功率同步单元13，用于将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量。
其中，所述角频率修正量的模型为：
Δω2＝(p1V2+p2Q)(Pref-P)
式中，Δω2为角频率修正量，p1和p2为调节系数，V为并网点电压，P为有功功率，Q为无功功率，Pref为有功功率参考值。
进一步地，所述功率同步单元包括第二减法器、第一加法器及第三乘法器，所述第二减法器及所述第一加法器的输出端分别与所述第三乘法器的输入端连接。其中，所述第一减法的第一输入端(-端)的输入量为有功功率P及所述第一减法的第二输入端(+端)的输入量为有功功率参考值，所述第一减法的输出端的输出量为Pref-P；并网点电压V的平方与调节系数p1的乘积、以及无功功率Q与调节系数p2的乘积，所述第一加法器输出端的输出量为p1V2+p2Q；所述第三乘法器输出端的输出量为角频率修正量Δω2。
可以理解的，以并网点电压测量值V和无功功率测量值Q为输入量，将并网点电压的平方乘以电压调节系数p1，将无功功率乘以无功功率调节系数p2，将二者叠加后与有功功率差值相乘得到角频率修正量Δω2，从而进一步提升对控制角频率的修正精度。
角频率修正单元14，用于根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率。
具体的，所述控制角频率的计算模型为：
ωc＝ω0+Δω1+Δω2
其中，ω0为理想角频率，Δω1为角频率调节量，Δω2为角频率修正量。
所述积分单元15，用于将所述角频率修正单元所输出的控制角频率作为输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。
在此还需要说明的是，所述锁相环还包括一VSC系统，所述VSC系统包括与并网点输出端连接的VSC，以及依次与积分单元输出端连接的第一坐标转换单元、VSC控制单元、第二坐标转换单元及PWM转换单元；其中，所述PWM转换单元的输出端与所述VSC连接，且所述VSC控制单元为双闭环的矢量控制单元，包括功率外环控制及电流内环控制。
具体实施时，根据图2所示的基于功率同步控制的锁相环，可知：
稳态时，从交流系统传输至PCC母线的有功功率和无功功率的表达式为：
Figure BDA0003756211990000071
式(1)中，第一式的准稳态方程可以表示为：
Figure BDA0003756211990000072
将式(2)中的cosθ用式(1)中的第二式代替，可得：
Figure BDA0003756211990000073
由式(3)可知，PCC点传输的有功功率的变化量和PCC点电压之间的相位差的变化量之间存在着一定的关系，即在交流系统内阻抗一定时，与PCC点的电压幅值和传输的无功功率有关。
根据式(3)，可设计具有自适应能力的功率同步控制单元，该单元以并网点电压(系统电压测量值)V和无功功率测量值Q为输入量，将并网点电压的平方乘以电压调节系数p1，将无功功率乘以无功功率调节系数p2，将二者叠加后与有功功率差值相乘得到角频率修正量Δω2，最后将Δω2叠加到控制角频率(系统角频率测量值)ωc上，如式(4)所示：
Δω2＝(p1V2+p2Q)(Pref-P) (4)
在式(4)的条件下，由图2可以看出，当PCC点的有功功率低于给定值时，功率同步单元的输出信号大于零，产生的Δω2增大，从而导致求和后的ωc增大，故经过积分单元1/s后锁相环输出的角度
Figure BDA0003756211990000081
增大。由式(1)可知，锁相环输出的角度增大时(这里的
Figure BDA0003756211990000082
是相位跟踪值，跟踪的就是实际相位值θ)，从交流系统传输至VSC的有功功率也相应增大。为了加快调节速度、提高控制性能，功率同步单元中采用了与PCC点电压和无功功率相关联的自适应调节，以反映式(3)中的比例关系。
此外，VSC仍然采用双闭环的矢量控制策略，包含功率外环和电流内环以及前馈解耦单元，VSC的矢量控制框图如图3所示。
为验证提出的基于功率同步控制的锁相环控制结构的优越性，下面针对图4所示的与弱交流系统连接的VSC小信号模型，从稳定性分析层面，对分别采用传统锁相环和本发明基于功率同步控制的锁相环的矢量控制策略进行分析比较。
如图4所示，弱电网采用理想电压源和等值电感串联等效，E和L分别为其电压和内电感，V为并网点(PCC点)交流电压，Vg为VSC出口交流电压，R0和L0分别为VSC交流侧的等效电阻和电感，C为等效的滤波器电容，i1和i2分别为PCC点母线两侧的电流。为简化分析，这里假设直流电压已经由逆变侧换流站控制，因此图4中采用直流源等效，即直流电压恒为Vdc。其经典控制过程为，VSC通过锁相环跟踪电网电压来获取交流电网相位跟踪值
Figure BDA0003756211990000091
并将采集的相位跟踪值作为控制的基准相角。基于锁相环给出的基准相角，将并网点电压Vabc与电流Iabc通过派克变换从abc三相静止坐标系变换至dq旋转坐标系，实现对变流器的解耦控制。
对于两种锁相环结构而言，两者的小信号模型差别在于锁相环的状态方程不同。传统锁相环的控制结构中，
Figure BDA0003756211990000092
为相位的跟踪测量值，θ为相位的真实值，ω0为理想角频率。
令PI调节器参数分别为Kp5和Ki5，选取状态变量x5来表示锁相环中积分单元的输出，并考虑到锁相环跟踪输出角度
Figure BDA0003756211990000093
与真实角度θ可能不一致，可分别列出工频侧和分频侧锁相环的状态方程：
Figure BDA0003756211990000094
式中：
Figure BDA0003756211990000095
采用基于功率同步控制的锁相环的矢量控制策略的VSC系统小信号模型基本与前者一致，只需将锁相环的状态方程按照图2改写为：
Figure BDA0003756211990000096
ω为实际的电网角速度，式中：
Figure BDA0003756211990000097
接下来设置接入弱交流系统的VSC电路参数和矢量控制策略中的PI参数，如表1、表2所示。同时，选取L＝18mH(短路比为1.5)，p1＝2×10-4(p.u.)，p2＝5×10-4(p.u.)，Kp5＝0.4，Ki5＝8，同时对采用两种方案的小信号模型分别进行特征根求解，其结果如表3所示。
表1接入弱交流系统的VSC电路参数
Figure BDA0003756211990000101
表1矢量控制策略中的PI参数
Figure BDA0003756211990000102
表2采用传统锁相环及基于功率同步控制的锁相环时系统的极点分布
Figure BDA0003756211990000111
可以看出，当交流系统内阻抗较大时，采用基于传统锁相环的矢量控制策略的VSC系统极点出现在了虚轴右侧，而采用基于功率同步控制的锁相环的矢量控制策略的VSC系统极点仍在根平面的左半部分，理论上仍能保持稳定运行。图5给出了交流系统短路比为1.5的情况下锁相环比例参数Kp5由0逐渐增加至2时(积分参数设为Ki5＝20Kp5)的VSC系统根轨迹(离虚轴较远的极点未给出)，可以看出通过采用基于功率同步控制的锁相环整个VSC系统的极点分布发生了变化，系统主导极点的根轨迹处于左半平面的部分有所增加且仅有少量对应于Kp5接近于2的极点处于不稳定范围，在大部分锁相环参数取值范围内系统均保持稳定。
为了进一步对所提出的基于功率同步控制的锁相环在弱交流系统下的控制效果进行验证，按照表1和2中的参数在MATLAB/Simulink中建立了如图4所示的与弱电网连接的VSC系统模型。具体参数与上面相同，分别采用传统锁相环与基于功率同步控制的锁相环进行仿真，两种情况下的仿真波形如图6。
图6(a)和(b)表明，在短路比为1.5时采用传统锁相环不能使VSC系统稳定工作，其有功功率和无功功率均产生了较大幅度的振荡，并网点母线电压产生畸变且锁相环的输出相位已不能准确跟踪并网点母线电压的相位变化，锁相环的输出频率约为55Hz。图6(c)和(d)表明，采用基于功率同步控制的锁相环后，在弱网条件下VSC系统的功率也能稳定控制在50kW和0Var，且基于功率同步控制的锁相环的输出相位准确跟踪并网点A相电压的相位，当该电压达到峰值时锁相环的输出相位也准确达到2π，证明基于功率同步控制的锁相环策略具有良好的控制效果。
本发明提供的基于功率同步控制的锁相环，首先并网点电压转换单元将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量；PI控制单元根据并网点电压转换单元输出的所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量；功率同步单元将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量；角频率修正单元根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率；所述积分单元将所述角频率修正单元所输出的控制角频率作为输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。相比现有技术，本发明能够稳定系统的有功和无功输出，并且有效跟踪公共耦合点的电压相位，满足了实际应用需求。
请参阅图7，本发明提供还提供了一种基于功率同步控制的锁相环控制方法，所述方法应用于上述的基于功率同步控制的锁相环，所述方法包括：
步骤S21，将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量。
所述第一电压测量值为α坐标系下的电压测量值Vα，所述第二电压测量值为β坐标系下的电压测量值Vβ，根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量的计算模型为：
Figure BDA0003756211990000121
其中，
Figure BDA0003756211990000131
为PCC母线电压的q轴分量。
步骤S22，根据所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量。
步骤S23，将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量。
所述角频率修正量的模型为：
Δω2＝(p1V2+p2Q)(Pref-P)
其中，Δω2为角频率修正量，p1和p2为调节系数，V为并网点电压，P为有功功率，Q为无功功率，Pref为有功功率参考值。
步骤S24，根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率。
所述控制角频率的计算模型为：
ωc＝ω0+Δω1+Δω2
其中，ω0为理想角频率，Δω1为角频率调节量。
步骤S25，将控制角频率作为积分单元的输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。
本发明提供的基于功率同步控制的锁相环控制方法，首先将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量；根据所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量；将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量；根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率；将控制角频率作为积分单元的输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。相比现有技术，本发明能够稳定系统的有功和无功输出，并且有效跟踪公共耦合点的电压相位，满足了实际应用需求。
应该理解的是，虽然上述流程图中的各个步骤按照箭头的指示依次显示，但是这些步骤并不是必然按照箭头指示的顺序依次执行。除非本文中有明确的说明，这些步骤的执行并没有严格的顺序限制，这些步骤可以以其它的顺序执行。而且，上述流程图中的至少一部分步骤可以包括多个子步骤或者多个阶段，这些子步骤或者阶段并不必然是在同一时刻执行完成，而是可以在不同的时刻执行，这些子步骤或者阶段的执行顺序也不必然是依次进行，而是可以与其它步骤或者其它步骤的子步骤或者阶段的至少一部分轮流或者交替地执行。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于功率同步控制的锁相环，其特征在于，所述锁相环包括：
并网点电压转换单元，用于将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量；
PI控制单元，用于根据并网点电压转换单元输出的所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量；
功率同步单元，用于将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量；
角频率修正单元，用于根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率。
2.根据权利要求1所述的基于功率同步控制的锁相环，其特征在于，所述并网点电压转换单元包括第一乘法器、第二乘法器及第一减法器；其中，所述第一乘法器的输出端与所述第一减法器的第一输入端连接，所述第二乘法器的输出端与所述第一减法器的第二输入端连接。
3.根据权利要求1所述的基于功率同步控制的锁相环，其特征在于，所述功率同步单元包括第二减法器、第一加法器及第三乘法器；其中，所述第二减法器及所述第一加法器的输出端分别与所述第三乘法器的输入端连接。
4.根据权利要求1所述的基于功率同步控制的锁相环，其特征在于，所述锁相环还包括一积分单元，
所述积分单元，用于将所述角频率修正单元所输出的控制角频率作为输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。
5.根据权利要求4所述的基于功率同步控制的锁相环，其特征在于，所述第一电压测量值为α坐标系下的电压测量值Vα，所述第二电压测量值为β坐标系下的电压测量值Vβ，根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量的计算模型为：
Figure FDA0003756211980000021
其中，
Figure FDA0003756211980000022
为PCC母线电压的q轴分量，
Figure FDA0003756211980000023
为相位跟踪值。
6.根据权利要求5所述的基于功率同步控制的锁相环，其特征在于，所述角频率修正量的模型为：
Δω2＝(p1V2+p2Q)(Pref-P)
其中，Δω2为角频率修正量，p1和p2为调节系数，V为并网点电压，P为有功功率，Q为无功功率，Pref为有功功率参考值。
7.根据权利要求6所述的基于功率同步控制的锁相环，其特征在于，所述控制角频率的计算模型为：
ωc＝ω0+Δω1+Δω2
其中，ω0为理想角频率，Δω1为角频率调节量。
8.根据权利要求7所述的基于功率同步控制的锁相环，其特征在于，所述锁相环还包括一VSC系统，所述VSC系统包括与并网点输出端连接的VSC，以及依次与积分单元输出端连接的第一坐标转换单元、VSC控制单元、第二坐标转换单元及PWM转换单元；其中，所述PWM转换单元的输出端与所述VSC连接，且所述VSC控制单元为双闭环的矢量控制单元，包括功率外环控制及电流内环控制。
9.一种基于功率同步控制的锁相环控制方法，其特征在于，所述方法包括：
将获取的并网点电压，转换为第一电压测量值及第二电压测量值，并根据所述第一电压测量值及第二电压测量值得到PCC母线电压的轴分量；
根据所述PCC母线电压的轴分量，产生角频率调节量；
将并网点电压、有功功率和无功功率作为输入，得到角频率修正量；
根据所述角频率调节量及角频率修正量对理想角频率进行修正，得到控制角频率；
将控制角频率作为积分单元的输入，得到相位跟踪值，并将所述相位跟踪值作为锁相环输出的并网点的相位信息。
10.根据权利要求9所述的基于功率同步控制的锁相环控制方法，其特征在于，所述角频率修正量的模型为：
Δω2＝(p1V2+p2Q)(Pref-P)
其中，Δω2为角频率修正量，p1和p2为调节系数，V为并网点电压，P为有功功率，Q为无功功率，Pref为有功功率参考值。
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