CN115021595A - 一种供电与控制电路、集成电路及开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种供电与控制电路、集成电路及开关电源，其中供电与控制电路包括供电电容、第一二极管、第二开关管、采样电阻和控制装置，控制装置包括：第一获取单元，获取表征开关电源当前输出功率大小的第一信号；第二获取单元，获取表征供电电容两端当前电压值大小的第二信号；第一比较单元，将第一信号与第一设定值比较生成第三信号；第二比较单元，将第二信号与第二设定值比较生成第四信号；第一处理单元，当第一信号大于第一设定值，且第二信号小于第二设定值时，控制第一开关管导通、第二开关管关断，通过第一回路对原边绕组激磁的同时对供电电容进行第一固定时长的充电。本发明能使得开关电源实现无第三绕组、可集成，同时损耗低。

Description

一种供电与控制电路、集成电路及开关电源

技术领域

本发明涉及开关电源领域，更具体地涉及一种供电电路及控制方法。

背景技术

在开关电源中，需要提供一个供电电压信号用于驱动内部元器件(如驱动器、时钟等)工作。在交流-直流(AC-DC)开关电源中，常采用线性调节器、集成钳位电路以及第三绕组等方式产生供电电压信号。虽然采用线性调节器和集成钳位电路产生供电电压信号的结构简单，但是损耗很大，导致开关电源效率降低。

采用第三绕组产生供电电压信号的AC-DC开关电源结构如图1所示，交流电压输入端接收交流信号VAC，该信号通过整流桥和输入电容整流滤波后变换为直流电压Vin并送至变压器T1的原边绕组Np，通过控制开关管Q1的导通和关断，将变压器原边电压Vin转换为输出电压Vo。其中，变压器T1还包括第三绕组NT，第三绕组感应变压器的去磁电压，进而产生供电电压信号VCC。虽然采用第三绕组产生供电电压VCC控制方式简单，但是第三绕组将导致AC-DC开关电源的成本增高，集成度低。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提供一种供电与控制电路、集成电路及开关电源，使得开关电源实现无第三绕组、可集成，同时损耗低。

作为本发明的第一个方面，所提供的供电与控制电路的实施例如下：

一种供电与控制电路，应用于开关电源，所述开关电源包括变压器、第一开关管和次级侧回路，所述供电与控制电路包括：

供电电容、第一二极管、第二开关管、采样电阻和控制装置；

所述开关电源正输入端、所述变压器的原边绕组、所述第一开关管、所述第一二极管的阳极、所述第一二极管的阴极、所述供电电容，以及所述开关电源输入地端依次连接形成第一回路；

所述开关电源正输入端、所述变压器的原边绕组、所述第一开关管、所述第二开关管、所述采样电阻，以及所述开关电源输入地端依次连接形成第二回路；

所述控制装置用于控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通和关断，包括如下单元：

第一获取单元，用于获取表征所述开关电源当前输出功率大小的第一信号；

第二获取单元，用于获取表征所述供电电容两端当前电压值大小的第二信号；

第一比较单元，用于将所述第一信号与第一设定值比较，生成第三信号；

第二比较单元，用于将所述第二信号与第二设定值比较，生成第四信号；

第一处理单元，用于依据所述第三信号和所述第四信号，控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通与关断，使得所述开关电源工作于不同工作模式；

其中，当所述第一信号大于所述第一设定值，且所述第二信号小于所述第二设定值时，控制所述第一开关管导通、第二开关管关断，通过所述第一回路对所述变压器原边绕组激磁的同时对所述供电电容进行第一固定时长的充电。

进一步地，所述开关电源的工作模式还包括：

当所述第一信号大于所述第一设定值，且所述第二信号大于或等于所述第二设定值时，控制所述第一开关管导通、第二开关管导通，通过所述第二回路仅对所述变压器原边绕组激磁。

优选地，所述第一获取单元和所述第一比较单元由所述第一比较器复用。

优选地，所述第二获取单元和所述第二比较单元由所述第二比较器复用。

优选地，所述控制装置包括：第一比较器、第二比较器、第三比较器、RS触发器、与门、斜坡产生器、第一驱动器、第二驱动器和时钟；所述第一比较器的同相端连接所述第二开关管和所述采样电阻相连的节点、反相端用于输入所述第一信号、输出端用于连接所述RS触发器的复位端；所述第二比较器的反相端用于连接所述第一二极管的阴极和所述供电电容相连的节点、同相端用于输入第一参考电压、输出端连接所述与门的第一输入端；所述与门的第二输入端与所述时钟的输出端同时连接所述RS触发器的使能端，所述RS触发器的输出端连接所述第一驱动器的输入端，所述第一驱动器的输出端输出用于控制所述第一开关管导通与关断的驱动信号；所述与门的输出端连接所述斜坡产生器的复位端，所述斜坡产生器的输出端连接所述第三比较器的同相端，所述第三比较器的反相端用于输入第二参考电压，所述第三比较器的输出端连接所述第二驱动器的输入端，所述第二驱动器的输出端输出用于控制所述第二开关管导通与关断的驱动信号。

进一步地，所述开关电源还包括钳位电路，所述钳位电路包括串联连接的第三开关管和钳位电容，所述钳位电路一端、所述变压器原边绕组以及所述钳位电路另一端依次连接形成第三回路，其特征在于，所述开关电源的工作模式还包括：

当所述第一信号小于所述第一设定值，且所述第二信号小于所述第二设定值时，通过控制所述第一开关管、所述第二开关管和所述第三开关管的导通与关断，使得所述开关电源工作过程中所述变压器原边绕组的去磁能量和反向去磁能量均不被传递至所述次级侧电路。

进一步地，所述第一处理单元通过如下控制时序控制所述第一开关管、所述第二开关管和所述第三开关管的导通与关断，使得所述开关电源工作过程中所述变压器原边绕组的去磁能量和反向去磁能量均不被传递至所述次级侧电路：

阶段一，关断所述第二开关管，导通所述第一开关管，关断所述第三开关管，通过所述第一回路对所述变压器原边绕组正向激磁的同时对所述供电电容充电；

阶段二，关断所述第一开关管，所述变压器原边绕组开始去磁，所述第三开关管体二极管先导通，之后导通所述第三开关管，通过所述第三回路将所述变压器原边绕组的去磁能量转移至所述钳位电容，所述变压器原边绕组中的电流逐渐减小至零；

阶段三，持续导通所述第三开关管第二固定时长，所述钳位电容对所述变压器原边绕组进行反向激磁，所述变压器原边绕组中的电流从零开始反向增大，通过所述第三回路将所述钳位电容的部分能量转移到所述变压器原边绕组中；

阶段四，关断所述第三开关管，所述变压器原边绕组开始反向去磁，所述第一开关管的体二极管和所述第二开关管的体二极管导通，通过所述第二回路将所述变压器原边绕组的反向去磁能量转移至所述开关电源输入端。

进一步地，所述的供电与控制电路，还包括：启动电路，所述启动电路一端用于连接所述开关电源正输入端或所述第一开关管和所述第二开关管相连的节点，所述启动电路另一端连接所述第一二极管的阴极和所述供电电容相连的节点；所述启动电路用于在所述开关电源启机时通过该启动电路对所述供电电容充电。

作为本发明的第二个方面，所提供的集成电路的实施例如下：

一种集成电路，其特征在于：包括上述任一项所述供电与控制电路实施例中的第一二极管、第二开关管、采样电阻和控制装置，以及至少五个端口，所述第二开关管用于与所述第一开关管相连的节点为第一端口，输出用于控制所述第一开关管导通与关断的驱动信号的节点为第二端口，获取表征所述供电电容两端当前电压值大小的第二信号的节点为第三端口，获取表征所述开关电源当前输出功率大小的第一信号的节点为第四端口，所述采样电阻用于与所述开关电源输入地端相连的节点为第五端口。

作为本发明的第三个方面，所提供的开关电源的实施例如下：

一种开关电源，其特征在于，包括：变压器、第一开关管、次级侧回路和上述任一项所述供电与控制电路实施例。本发明实施例至少包括如下有益效果：

1、本发明实施例的供电与控制电路在当第一信号大于第一设定值，且第二信号小于第二设定值时，即开关电源处于重满载，且供电电容处于欠压状态时，才通过控制第一开关管导通、第二开关管关断，由变压器的原边绕组直接对供电电路进行充电补充能量，从而实现了开关电源无第三绕组供电，使得开关电源的成本更低、可集成度更高。

2、本发明实施例的供电与控制电路通过变压器的原边绕组直接对供电电容充电，由于第一开关管饱和导通，第二开关管关断，所以第一开关管在充电过程中仅存在通态损耗，因此通过第一开关管可以实现对变压器原边绕组激磁的同时又对供电电容进行低压充电，第一开关管的损耗远远小于线性调节器供电的损耗，从而具有损耗低和效率高的优点。

3、本发明的供电及控制电路的实施例依据第三信号和第四信号共同控制第一开关管和第二开关管的导通与关断，较现有技术只依据第三信号来决定供电电容是否需要充电的常规方案，能实现对供电电容的小电流充电以及闭环控制，从而供电电容具有纹波电流小，寿命长，供电电压稳定的优点。

本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

图1为现有技术的采用第三绕组产生供电电压信号的电路原理图；

图2为应用本发明第一实施例的供电与控制电路的开关电源的第一种原理图；

图3为应用本发明第一实施例的供电与控制电路的开关电源的第二种原理图；

图4为本发明第三实施例的开关电源单个开关周期内的第一种关键波形图；

图5为本发明第三实施例的开关电源单个开关周期内的第二种关键波形图。

具体实施方式

体现本公开特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上当作对这些变化进行说明，而非用于限制本公开。

此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

第一实施例

本实施例提供的为供电与控制电路，图2为应用本发明第一实施例的供电与控制电路的开关电源的第一种原理图，请参见图2，其中的开关电源包括变压器T1、第一开关管K1、次级侧回路和虚框中的本实施例所提供的供电与控制电路E1。

其中，供电与控制电路包括供电电容Cv、第一二极管D1、第二开关管K2、采样电阻Rcs和控制装置；

开关电源正输入端、变压器的原边绕组Np、第一开关管K1、第一二极管D1的阳极、第一二极管D1的阴极、供电电容Cv，以及开关电源输入地端依次连接形成第一回路；

开关电源正输入端、变压器的原边绕组Np、所述第一开关管K1、第二开关管K2、采样电阻Rcs，以及开关电源输入地端依次连接形成第二回路；

控制装置用于控制第一开关管K1和第二开关管K2的导通和关断，包括如下单元：

第一获取单元，用于获取表征开关电源当前输出功率大小的第一信号；

第二获取单元，用于获取表征供电电容Cv两端当前电压值大小的第二信号；

第一比较单元，用于将第一信号与第一设定值比较，生成第三信号；

第二比较单元，用于将第二信号与第二设定值比较，生成第四信号；

第一处理单元，用于依据第三信号和第四信号，控制第一开关管K1和第二开关管K2的导通与关断，使得开关电源工作于不同工作模式；

其中，当第一信号大于第一设定值，且第二信号小于第二设定值时，控制第一开关管K1导通、第二开关管K2关断，通过第一回路对变压器原边绕组Np激磁的同时对供电电容Cv进行第一固定时长的充电，使得开关电源工作于第一工作模式。

通过第一获取单元和第一比较单元可以判断开关电源的带载情况，从而可以识别出来开关电源是否处于重满载状态，其中的第一设定值本领域的技术人员可以根据实际情况进行设定，比如可以将开关电源的额定输出功率的30％对应的第一信号值作为第一设定值，具体如何设计本领域的技术人员可以根据实际情况分析计算，重点是确保输出电压无过冲即可，本实施例对此不做限定。

通过第二获取单元和第二比较单元可以判断供电电容Cv是否处于欠压状态，从而可以确保供电电容Cv作为辅助供电器件为开关电源内部的有源器件的正常工作提供能量，其中的第二设定值本领域的技术人员可以根据实际情况进行设定，比如可以将11V作为第二设定值，具体如何设计本领域的技术人员可以根据实际情况分析计算，重点是确保开关电源的控制装置不会触发欠压保护，本实施例对此不做限定。

需要说明的是，第一获取单元和第二获取单元所执行的动作顺序不分先后，是同时并实时进行的，两个获取单元获得对应的信号后，分别由第一比较单元和第二比较单元进行比较，第一比较单元和第二比较单元所执行的动作顺序也不分先后，是同时并实时进行的，两个比较单元分别获得的比较结果作为第一处理单元执行相关动作的依据，即控制第一开关管K1和第二开关管Q2的导通与关断，使得开关电源工作于不同工作模式。

此外，依据第三信号和第四信号，控制第一开关管和第二开关管的导通与关断，可以是直接利用第三信号和第四信号控制第一开关管和第二开关管的导通与关断，也可以是先对第三信号和第四信号进行预处理(如放大、衰减、隔离等)后，利用预处理后的信号控制第一开关管和第二开关管的导通与关断，具体如何实施本领域的技术人员根据实际的应用场景可以自主选择，本实施例对此不做限定。

其中当第一信号大于第一设定值，且第二信号小于第二设定值时，意味着开关电源处于重满载，且供电电容处于欠压状态，此时才通过控制第一开关管K1导通、第二开关管K2关断，由变压器的原边绕组Np直接对供电电路进行充电补充能量，从而实现了开关电源无第三绕组供电，使得开关电源的成本更低、可集成度更高。

本实施例的供电与控制电路通过主变压器的原边绕组Np直接对供电电容Cv充电，由于第一开关管K1饱和导通，第二开关管K2关断，所以第一开关管K1在充电过程中仅存在通态损耗，因此通过第一开关管K1可以实现对变压器原边绕组Np激磁的同时又对供电电容Cv进行低压充电，第一开关管K1的损耗远远小于线性调节器供电的损耗，从而具有损耗低和效率高的优点。

此外，本发明的供电及控制电路依据第三信号和第四信号共同控制第一开关管和第二开关管的导通与关断，较现有技术只依据第三信号来决定供电电容是否需要充电的常规方案，能实现对供电电容的小电流充电以及闭环控制，从而供电电容具有纹波电流小，寿命长，供电电压稳定的优点。

进一步地，开关电源的工作模式还包括：

当第一信号大于第一设定值，且第二信号大于或等于第二设定值时，控制第一开关管K1导通、第二开关管K2关断，通过第二回路仅对变压器原边绕组Np激磁，使得开关电源工作于第二工作模式。

其中当第一信号大于第一设定值，且第二信号大于或等于第二设定值时，意味着开关电源处于重满载，且供电电容两端能够为开关电源内部的有源器件的正常工作提供能量，此时通过控制第一开关管K1导通、第二开关管K2导通，仅由第二回路仅对变压器原边绕组Np激磁即可，供电电容Cv无需充电补充能量。

图3为应用本发明第一实施例的供电与控制电路的开关电源的第二种原理图，请参见图3：

其中，第一获取单元和所述第一比较单元由第一比较器U3复用。

其中，第二获取单元和所述第二比较单元由第二比较器U5复用。

其中，控制装置包括：第一比较器U3、第二比较器U5、第三比较器U2、RS触发器U1、与门U4、斜坡产生器U7、第一驱动器U8、第二驱动器U9和时钟U6；第一比较器U3的同相端连接第二开关管K2和采样电阻Rcs相连的节点、反相端用于输入第一信号、输出端用于连接RS触发器U1的复位端S；第二比较器U5的反相端用于连接第一二极管D1的阴极和供电电容Cv相连的节点、同相端用于输入第一参考电压Vref1(即第二设定值)、输出端连接与门U4的第一输入端；与门U4的第二输入端与时钟U6的输出端同时连接RS触发器的使能端R，RS触发器的输出端Q连接第一驱动器U8的输入端，第一驱动器U8的输出端输出用于控制第一开关管K1导通与关断的驱动信号SW1；与门U4的输出端连接斜坡产生器U7的复位端，斜坡产生器U7的输出端连接第三比较器U2的同相端，第三比较器U2的反相端用于输入第二参考电压Vref2，第三比较器U2的输出端连接第二驱动器U9的输入端，第二驱动器U9的输出端输出用于控制第二开关管K2导通与关断的驱动信号SW2。

其中，第二比较器U5输出的信号S1与时钟U6输出的信号R经过与门U4进行逻辑与处理后产生一复位信号S2，斜坡产生器U7被复位后输出一从近零开始上升的斜坡信号S3，第三比较器U2将斜坡信号S3与第二基准电压Vref2进行比较后能输出第一固定时长的低电平驱动信号S4，第一固定时长的低电平驱动信号S4由第二驱动器U9增强驱动能力后，能控制第二开关管K2关断，使开关电源工作在第一工作模式，即对原边绕组Np激磁的同时对供电电容Cv进行充电。

请继续参见图3，其中的开关电源还包括钳位电路E3，优选地，钳位电路包括串联连接的第三开关管和钳位电容，钳位电路一端、变压器原边绕组以及钳位电路另一端依次连接形成第三回路，钳位电路中串联连接的第三开关管和钳位电容的位置可以交换。

针对图3的原理框图，开关电源的工作过程还包括：

当第一信号小于第一设定值，且第二信号小于第二设定值时，通过控制第一开关管K1、第二开关管K2和第三开关管K3的导通与关断，使得开关电源工作过程中变压器原边绕组Np的去磁能量和反向去磁能量均不被传递至次级侧电路，开关电源工作于第三工作模式。

当第一信号小于第一设定值，且第二信号小于第二设定值时，意味着开关电源处于轻空载，且供电电容处于欠压状态，此时需要让开关电源工作于第三工作模式的原因如下：

在轻空载且电源欠压时，针对采用原边控制方案的开关电源，如果仍然使开关电源工作于第一工作模式，需要降低开关电源原边芯片的耗电或者是增加副边的损耗才能满足能量守恒定律，究其原因是因为对供电电容进行充电的同时，原边绕组也是在正向激磁，当满足了原边控制装置耗电所需的能量后，变压器原边绕组去磁能量会远大于次级侧的所需的能量，最终会导致输出电压飘高，只能通过增大副边耗电，才能达到能量平衡，使输出电压稳定在额定值，但增大副边耗电又会导致轻空载功耗偏大而不符合现有的六级能效标准。因此，在此种场景下，使开关电源工作于第三工作模式，不仅能解决开关电源原边控制装置耗电大，导致输出电压飘高和空载功耗低的问题，并且当开关电源允许使用较大功耗的控制装置时，对于一些复杂的控制装置，能极大降低控制装置的设计难度，另外无辅助绕组供电方案能降低开关电源的成本、提高开关电源的集成度。

进一步地，第一处理单元通过如下控制时序控制第一开关管K1、第二开关管K2和第三开关管的导通与关断，使得开关电源工作过程中变压器原边绕组Np的去磁能量和反向去磁能量均不被传递至次级侧电路：

阶段一，关断第二开关管K2，导通第一开关管K1，关断第三开关管，通过第一回路对变压器原边绕组Np正向激磁的同时对供电电容Cv充电；

阶段二，关断第一开关管K1，变压器原边绕组Np开始去磁，第三开关管体二极管先导通，之后导通第三开关管，通过第三回路将变压器原边绕组Np的去磁能量转移至钳位电容Cv，变压器原边绕组Np中的电流逐渐减小至零；

阶段三，持续导通第三开关管第二固定时长，钳位电容Cv对变压器原边绕组Np进行反向激磁，变压器原边绕组Np中的电流从零开始反向增大，通过第三回路将钳位电容Cv的部分能量转移到变压器原边绕组Np中；

阶段四，关断第三开关管，变压器原边绕组Np开始反向去磁，第一开关管K1的体二极管和第二开关管K1的体二极管导通，通过第二回路将变压器原边绕组Np的反向去磁能量转移至开关电源输入端。

请继续参考图3，其中的供电与控制电路还包括启动电路E2，启动电路E2一端用于连接开关电源正输入端(启动电路E2一端也可用于连接第一开关管K1和第二开关管K2相连的节点)，启动电路E2另一端连接第一二极管D1的阴极和供电电容Cv相连的节点；启动电路E2用于在开关电源启机时通过该启动电路对供电电容Cv充电，目的在于给控制装置提供一个启动能量，从而使控制装置能正常工作。

第二实施例

本实施例提供的是一种集成电路，包括第一实施例中任一项供电与控制电路具体实施方式中的第一二极管D1、第二开关管K2、采样电阻Rcs和控制装置，以及至少五个端口，第二开关管K2用于与第一开关管K1相连的节点为第一端口HB，输出用于控制第一开关管K1导通与关断的驱动信号SW1的节点为第二端口SW1，获取表征供电电容Cv两端当前电压值大小的第二信号的节点为第三端口VCC，获取表征开关电源当前输出功率大小的第一信号的节点为第四端口VFB，采样电阻Rcs用于与开关电源输入地端相连的节点为第五端口GND。

第三实施例

本实施例提供了一种开关电源，其特征在于，包括：变压器、第一开关管、次级侧回路和第一实施例中任意一项供电与控制电路具体的实施方式。

图4为本发明第三实施例的开关电源单个开关周期内的第一种关键波形图；

图5为本发明第三实施例的开关电源单个开关周期内的第二种关键波形图；其中：

SW1为第一开关管K1的驱动波形；

SW2为第二开关管K2的驱动波形；

I_K1为流过第一开关管K1的电流波形；

I_K2为流过第二开关管K2的电流波形；

I_Np为流过变压器T1原边绕组Np的电流波形；

V_d1为第一开关管K1的漏极对地的电压波形；

图4的波形中，变压器原边绕组在第一激磁模式(工作于第一工作模式下)结束后继续通过第二激磁模式(工作于第二工作模式下)进行激磁，第二激磁模式结束后所述变压器进行原副边能量传递，结合图3所示原理图，对开关电源在重满载时(即第一信号大于第一设定值时)的工作过程分解为如下3个状态：

状态1：当供电电容Cv两端电压电压VCC降低到小于基准电压Vref1时(即第二信号小于第二设定值)，比较器U5输出高电平(即S1信号)，当时钟U6产生周期重置信号且与S1信号逻辑与处理后，产生复位信号S2，斜坡产生器U7被复位后输出一从近零开始上升的斜坡信号S3,此时比较器U2输出低电平(即S4信号)，驱动器U9控制第二开关管K2关断，此时，时钟U6产生的周期重置信号使RS触发器U1输出高电平(即Q信号)，驱动器U8控制第一开关管K1导通，开关电源正输入端Vin、变压器原边绕组Np、第一开关管K1、第一二极管D1、供电电容Cv以及开关电源输入地端GND依次连接形成第一回路，变压器原边绕组Np通过第一激磁模式正向激磁，同时对供电电容Cv进行充电，流过变压器原边绕组Np和供电电容Cv的电流I_Np逐渐增大，供电电容Cv两端的电压也逐渐增大；

状态2：当斜坡信号S3上升至第二基准电压Vref2时，比较器U2输出高电平(即S4信号)，驱动器U8控制第一开关管K1持续导通，驱动器U9控制第二开关管K2导通，第一激磁模式结束，停止对供电电容Cv进行的充电，开关电源正输入端Vin、变压器原边绕组Np、第一开关管K1、第二开关管K2、采样电阻Rcs以及开关电源输入地端GND依次连接形成第二回路，变压器原边绕组Np通过第二激磁模式继续正向激磁，流过变压器原边绕组Np的电流I_Np继续增大；

状态3：在第二激磁模式下变压器原边绕组Np的电流I_Np经过采样电阻Rcs后产生信号CS，使之与开关电源的输出功率反馈信号VFB(即第一信号)做比较；当CS大于等于VFB信号时，比较器U3输出高电平，由于比较器U3的输出端连接到RS触发器U1的S端，因此RS触发器U1通过驱动器U8控制第一开关管K1关断，第二激磁模式结束。之后变压器T1通过副边绕组Ns开始去磁，进行原副边能量传递。

图5的波形中，开关电源的变压器原边绕组仅通过第二激磁模式(工作于第二工作模式下)进行激磁，第二激磁模式结束后变压器进行原副边能量传递；结合图2所示电路，对供电电容Cv两端电压VCC较高时(即第二信号大于或等于第二设定值时)的工作过程分解为如下2个状态：

状态4：当供电电容两端电压VCC上升到大于或等于基准电压Vref1时(即第二信号大于或等于所述第二设定值)，比较器U5输出低电平(即S1信号)，当时钟U6产生周期重置信号且与S1信号逻辑与处理后，不会产生复位信号S2，斜坡产生器U7未被复位,斜坡产生器U7持续输出一大于基准电压Vref2的高电平信号，此时比较器U2输出高电平(即S4信号)，驱动器U9控制第二开关管K2导通，此时，时钟U6产生的周期重置信号使RS触发器U1输出高电平(即Q信号)，开关电源正输入端Vin、变压器原边绕组Np、第一开关管K1、第二开关管K2、采样电阻Rcs以及开关电源输入地端GND依次连接形成第二回路；变压器原边绕组Np通过第二激磁模式继续正向激磁，流过变压器原边绕组Np的电流I_Np逐渐增大；

状态5：与上述状态3工作过程完全一致，在此不作赘述。

当开关电源在轻空载(即第一信号小于第一设定值时)且供电电容两端电压VCC小于基准电压Vref1时(即第二信号小于第二设定值)，开关电源可以通过钳位电路E3、第一开关管K1及第二开关管K2工作于能量回收状态，使得变压器原边绕组的去磁能量和反向去磁能量均不被传递至次级侧电路。进一步地，在开关电源工作过程中，去磁能量先被转移至钳位电路E3，再通过钳位电路E3对变压器原边绕组Np进行反向激磁，反向去磁能量最后被转移至开关电源输入端，例如可以转移至输入电容Cin中。

通过上述工作过程分析可知，在本实施例第一激磁模式的过程中，原边绕组Np的激磁电压＝输入电压Vin-供电电容电压Vc-第一开关管K1导通压降-第一二极管D1导通压降，实现了对供电电容Cv的低压充电，第一开关管K1及第一二极管DI的导通压降低，充电过程中的导通损耗小，充电时开关电源效率高。通过采样供电电容Cv两端的电压来进行固定充电时长的控制，使第二开关管K2关断一固定时间，可以使供电电容电压Vc稳定在基准电压Vref1之上，以保障控制装置的正常供电需求。

在本实施例在第二激磁模式的过程中，原边绕组Np的激磁电压＝输入电压Vin-第一开关管K1导通压降-第二开关管K2导通压降-采样电阻Rcs两端电压，实现变压器常规激磁，通过对输出电压Vo进行闭环控制，调节第一开关管K1的导通时间，使输出电压Vo保持稳定。

本发明中的第一开关管K1的优选驱动方式是自举隔离驱动，还可以是其他的驱动方式。

本发明中的表征所述供电电路当前输出功率大小的第一信号可由采样反馈单元获取，包括采样分压电阻、RC补偿电路、误差反馈放大器和光耦器件等，为本领域人员所熟知技术。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (10)

1.一种供电与控制电路，应用于开关电源，所述开关电源包括变压器、第一开关管和次级侧回路，所述供电与控制电路包括：

供电电容、第一二极管、第二开关管、采样电阻和控制装置；

所述开关电源正输入端、所述变压器的原边绕组、所述第一开关管、所述第一二极管的阳极、所述第一二极管的阴极、所述供电电容，以及所述开关电源输入地端依次连接形成第一回路；

所述开关电源正输入端、所述变压器的原边绕组、所述第一开关管、所述第二开关管、所述采样电阻，以及所述开关电源输入地端依次连接形成第二回路；

所述控制装置用于控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通和关断，包括如下单元：

第一获取单元，用于获取表征所述开关电源当前输出功率大小的第一信号；

第二获取单元，用于获取表征所述供电电容两端当前电压值大小的第二信号；

第一比较单元，用于将所述第一信号与第一设定值比较，生成第三信号；

第二比较单元，用于将所述第二信号与第二设定值比较，生成第四信号；

第一处理单元，用于依据所述第三信号和所述第四信号，控制所述第一开关管和所述第二开关管的导通与关断，使得所述开关电源工作于不同工作模式；

其中，当所述第一信号大于所述第一设定值，且所述第二信号小于所述第二设定值时，控制所述第一开关管导通、第二开关管关断，通过所述第一回路对所述变压器原边绕组激磁的同时对所述供电电容进行第一固定时长的充电。

2.根据权利要求1所述的供电与控制电路，其特征在于，所述开关电源的工作模式还包括：

当所述第一信号大于所述第一设定值，且所述第二信号大于或等于所述第二设定值时，控制所述第一开关管导通、第二开关管导通，通过所述第二回路仅对所述变压器原边绕组激磁。

3.根据权利要求1或2所述供电与控制电路，其特征在于：所述第一获取单元和所述第一比较单元由所述第一比较器复用。

4.根据权利要求1或2所述供电与控制电路，其特征在于：所述第二获取单元和所述第二比较单元由所述第二比较器复用。

5.根据权利要求1或2所述供电与控制电路，其特征在于，所述控制装置包括：第一比较器、第二比较器、第三比较器、RS触发器、与门、斜坡产生器、第一驱动器、第二驱动器和时钟；所述第一比较器的同相端连接所述第二开关管和所述采样电阻相连的节点、反相端用于输入所述第一信号、输出端用于连接所述RS触发器的复位端；所述第二比较器的反相端用于连接所述第一二极管的阴极和所述供电电容相连的节点、同相端用于输入第一参考电压、输出端连接所述与门的第一输入端；所述与门的第二输入端与所述时钟的输出端同时连接所述RS触发器的使能端，所述RS触发器的输出端连接所述第一驱动器的输入端，所述第一驱动器的输出端输出用于控制所述第一开关管导通与关断的驱动信号；所述与门的输出端连接所述斜坡产生器的复位端，所述斜坡产生器的输出端连接所述第三比较器的同相端，所述第三比较器的反相端用于输入第二参考电压，所述第三比较器的输出端连接所述第二驱动器的输入端，所述第二驱动器的输出端输出用于控制所述第二开关管导通与关断的驱动信号。

6.根据权利要求1或2所述的供电与控制电路，所述开关电源还包括钳位电路，所述钳位电路包括串联连接的第三开关管和钳位电容，所述钳位电路一端、所述变压器原边绕组以及所述钳位电路另一端依次连接形成第三回路，其特征在于，所述开关电源的工作模式还包括：

当所述第一信号小于所述第一设定值，且所述第二信号小于所述第二设定值时，通过控制所述第一开关管、所述第二开关管和所述第三开关管的导通与关断，使得所述开关电源工作过程中所述变压器原边绕组的去磁能量和反向去磁能量均不被传递至所述次级侧电路。

7.根据权利要求6所述的供电与控制电路，其特征在于：所述第一处理单元通过如下控制时序控制所述第一开关管、所述第二开关管和所述第三开关管的导通与关断，使得所述开关电源工作过程中所述变压器原边绕组的去磁能量和反向去磁能量均不被传递至所述次级侧电路：

阶段一，关断所述第二开关管，导通所述第一开关管，关断所述第三开关管，通过所述第一回路对所述变压器原边绕组正向激磁的同时对所述供电电容充电；

阶段二，关断所述第一开关管，所述变压器原边绕组开始去磁，所述第三开关管体二极管先导通，之后导通所述第三开关管，通过所述第三回路将所述变压器原边绕组的去磁能量转移至所述钳位电容，所述变压器原边绕组中的电流逐渐减小至零；

阶段三，持续导通所述第三开关管第二固定时长，所述钳位电容对所述变压器原边绕组进行反向激磁，所述变压器原边绕组中的电流从零开始反向增大，通过所述第三回路将所述钳位电容的部分能量转移到所述变压器原边绕组中；

阶段四，关断所述第三开关管，所述变压器原边绕组开始反向去磁，所述第一开关管的体二极管和所述第二开关管的体二极管导通，通过所述第二回路将所述变压器原边绕组的反向去磁能量转移至所述开关电源输入端。

8.根据权利要求1或2所述的供电与控制电路，其特征在于，所述供电与控制电路还包括：启动电路，所述启动电路一端用于连接所述开关电源正输入端或所述第一开关管和所述第二开关管相连的节点，所述启动电路另一端连接所述第一二极管的阴极和所述供电电容相连的节点；所述启动电路用于在所述开关电源启机时通过该启动电路对所述供电电容充电。

9.一种集成电路，其特征在于：包括权利要求1至8中任一项所述供电与控制电路中的第一二极管、第二开关管、采样电阻和控制装置，以及至少五个端口，所述第二开关管用于与所述第一开关管相连的节点为第一端口，输出用于控制所述第一开关管导通与关断的驱动信号的节点为第二端口，获取表征所述供电电容两端当前电压值大小的第二信号的节点为第三端口，获取表征所述开关电源当前输出功率大小的第一信号的节点为第四端口，所述采样电阻用于与所述开关电源输入地端相连的节点为第五端口。

10.一种开关电源，其特征在于，包括：变压器、第一开关管、次级侧回路和权利要求1至8任一项所述供电与控制电路。

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