CN114844322A - 一种dc-dc变换器的控制方法及其控制芯片模组 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DC‑DC变换器的控制方法及其控制芯片模组，所述控制方法包括根据T_s[k‑1]计算当前开关周期的T_2crm[k]，计算当前开关周期的T_u[k]，确定当前开关周期采用的模式，计算T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]，获取复位信号以及调制PWM信号。所述控制芯片模组包括控制算法组件、比较器和PWM调制组件。本发明在不管是升压还是降压工况，均能降低损耗，提高了转换效率，节省了硬件成本并进一步提高了变换器的转换效率，即便在轻载下，也可以实现高精度采样，可以选择更小的采样电阻。

Description

一种DC-DC变换器的控制方法及其控制芯片模组

技术领域

本发明属于非隔离电源技术领域，尤其涉及一种DC-DC变换器的控制方法及其控制芯片模组。

背景技术

在既需要升压又需要降压的非隔离功率变换场合，四开关Buck-Boost DC-DC变换器应用非常广泛，例如电池充电、光伏并网、功率因数校正等。如图1A所示，该DC-DC变换器包含4个开关管Q1-Q4，电感L₁，输入电容C_in和输出电容C_o。工作时输入电压V_in可以小于或大于等于输出电压V_o，即具有升降压变换功能。

针对该变换器的控制方法，现有技术之一是采用分区模式切换控制：当V_in>V_o时，Q₃常开，Q₄常关，Q₁和Q₂互补开关，工作于Buck模式，Q₁为主开关管，Q₂为同步整流管；当V_in<V_o时，Q₁常开，Q₂常关，Q₃和Q₄互补开关，工作于Boost模式，Q₄为主开关管，Q₃为同步整流管；当V_in与V_o接近时，工作于一种特殊的过渡模式。除了特别轻载工况，通常电感工作在连续电流模式(continuous current mode,CCM)，虽然同步整流管Q₂和Q₃可以实现零电压开通(zerovoltage switching,ZVS)，但主开关管Q₁和Q₄工作在硬开通模式，开关损耗较大，限制了开关频率的提升。为了减小电感体积，通常需要提高开关频率，然而这种硬开关的控制方法无法满足需要。此外，这类控制方法存在固有的工作模式切换带来的不平滑的问题，为了解决平滑切换问题，导致控制器实现较为复杂。

现有技术中另一类控制方法是让4个开关管均高频开关动作，通过控制电感电流适时反向使主开关管Q₁和Q₄也能实现ZVS，从而4个开关管均能实现软开关。由于软开关工作时开关损耗小，特别是采用碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)半导体器件后，由于该类器件的关断能量极小，若控制让其工作于ZVS开通，则开关损耗极低，开关频率可以大幅提升，从而提高了变换器的转换效率和功率密度。然而，此时电感电流纹波较大，相同输出功率时电流的有效值较大，增加了电路的通态损耗。

电流检测是实现上述控制方法的基础，现有的典型电流检测方案如图1B至图1D中所示。为了实现开关管Q₁和Q₄的ZVS控制，需要检测Q₂或Q₃关断时刻的电感电流为负值，通常在Q₂管的源极和地之间串入一电阻R_sens进行电流检测，如图1B所示。由于Q₂管上的电流并不能完整反应电感电流信息，例如当Q₂管关断工作于Boost模式时。为此，图1C给出了另一种电流检测方案，即在Q₂和Q₄的源极并联点与地之间串入R_sens，无论是Buck模式还是Boost模式工作，都可以检测到电感电流的峰值，既可以实现ZVS控制，又可以及时进行逐周期的过流保护，但是，由于源极与地分开，不利于Q₂和Q₄的散热。另外，为了采样输出电流，通常在输出端口串入电阻R_osens，如图1B所示，但这会增加通态损耗和硬件成本。图1D给出了另一种电流检测方案，即在电感支路上串入R_sens，可以检测到完整的电感电流，既能实现ZVS控制，又能实现逐周期的过流保护，但是由于R_sens两端的电压均为PWM高频跳变电压，对差分运放要求很高，成本也较高。

典型工作波形如图2所示，其中图2A为V_o<V_in时的工作波形，图2B为V_o>V_in时的工作波形，图中Q₁至Q₄对应的PWM信号分别为PWM1至PWM4。从图中可以看出，一个开关周期包含四段，即T₁、T₂、T₃、T₄，分别代表Q₁和Q₄、Q₁和Q₃、Q₂和Q₃、Q₂和Q₄共同导通的时间，因此，T_s＝T₁+T₂+T₃+T₄。以图2A为例进行说明现有技术的ZVS控制方法，在T₁时段Q₁和Q₄导通，V_in施加在电感上，电感电流i_L上升至I₁；在T₂时段Q₁和Q₃导通，(V_in-V_o)施加在电感上，电感电流i_L上升至I₂；在T₃时段Q₂和Q₃导通，-V_o施加在电感上，电感电流i_L下降,当下降至-I_ZVS时PWM3关断，T₃时段结束，由于此刻电感电流为负(i_L＝-I_ZVS),该电流对Q₃的寄生电容进行充电，对Q₄的寄生电容进行放电，Q₃的漏源极电压V_ds3上升，Q₄的漏源极电压V_ds4下降，当V_ds4下降到零时PWM4开通，Q₄实现了ZVS。在T₄时段Q₂和Q₄导通，近似零电压施加在电感上，电感电流i_L维持在-I_ZVS，同理，在T₄的结束时刻，即下一个开关周期开始的时刻，Q₁也可实现ZVS。由于T₄时段电感电流维持不变，该工作模式称为断续模式(discontinuous mode,DCM)。图2B的情形与图2A的区别主要是在T₂时段，由于V_o>V_in，电感电流从I₁下降至I₂，其余时段类似，详细过程不再赘述，所有开关管也均能实现ZVS。需要说明的是，在能实现ZVS的前提下，I_ZVS越小越好，有利于提高变换器的转换效率，因此，I_ZVS通常设为能实现ZVS的最小电流值。

然而，相比CCM模式，ZVS工作模式下的电感电流纹波较大，相同输出功率时电流的有效值较大，ZVS控制虽然减小了开关损耗，但增加了变换器的通态损耗。因此，在实现ZVS的前提下，如何最小化电感电流的有效值成为亟待解决的控制问题。由于存在多个控制自由度，不同的T₁和T₂组合可以输出相同的功率，为了最小化相同功率下电感电流的有效值，从而降低变换器的导通损耗，现有技术的一种策略为，采用固定开关频率的软开关控制策略，并且采用查表的方式得到不同工况下的T₁和T₂组合，以最小化电流的有效值。然而该实现方法需要控制器具备大量的存储空间，特别是针对不同的输入和输出电压范围，需要存储大量的T₁和T₂组合数据，因此控制器成本较高。为了简化实现，现有技术中的一种计算T₁方法为：当V_o<＝V_in时控制I₁＝I_ZVS为佳，为此

当V_o>V_in时控制I₂＝I_ZVS为佳，为此

根据电感“伏秒平衡”原则，V_in(T₁+T₂)＝V_o(T₂+T₃)，可以推出此时

总之，可以采用解析表达式直接计算出T₁，无需存储查找表。

另外一个控制自由度T₂用于控制输出功率。T₂越大，输出功率也越大，随着功率的增加，T₄在T_s中的占比将变小，当T₄减小到零时，变换器进入到临界模式(critical mode,CRM)工作，如图3所示，此时一个开关周期只包含T₁、T₂、T₃三段，即T_s＝T₁+T₂+T₃。其中，T₂达到了其最大值T_2max，如图3A所示，当V_o<＝V_in时，

如图3B所示，当V_o>V_in时，

综上，

并且，现有技术采用DCM时的固定的开关周期T_s来计算T_2max，这意味着在给定一组V_in和V_o条件下，当变换器输出功率增大进入到CRM模式后，T₂将固定不变。然而，这种控制策略下的变换器效率并未达到最优，特别是当V_in和V_o接近时。

除了实现ZVS控制外，通常还需要对变换器的输出和/或输入电流进行闭环控制，以获得较好的控制性能。现有技术通常是在输出和/或输入回路中串入一采样电阻用于直接检测输出和/或输入电流。以检测输出电流为例，如图4所示，通常在输出回路串入电阻R_osens，直接检测的精度比较高，但这会增加通态损耗和硬件成本。

因此，DC-DC变换器如何保障实现软开关同时，最小化电感电流的有效值，使得转换效率最优易于实现，并且节约成本是亟待解决的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种DC-DC变换器的控制方法，节约成本的同时，降低损耗使得最大化提高转换效率得以实现。

为实现上述目的，本发明第一方面提供了一种DC-DC变换器的控制方法，包括：

根据T_s[k-1]计算当前开关周期的T_2crm[k]；其中，T_2crm[k]为CRM模式下第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，k为正整数，CRM模式为临界模式，T_s[k-1]为第(k-1)个开关周期的总时长；

获取T_u[k]；其中，T_u[k]为第k个开关周期的DCM模式对应的T₂[k]的参考值，T₂[k]为第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，DCM模式为断续模式；

根据T_2crm[k]与T_u[k]的大小关系，确定当前开关周期采用的模式以及T₂[k]；

根据V_o与V_in的大小关系，计算T₁[k]；其中，T₁[k]为第k个开关周期内第一开关管和第四开关管共同导通的时长，V_o为输出电压采样值，V_in为输入电压采样值；

根据当前开关周期所采用的模式，计算T_s[k]；其中，T_s[k]为第k个开关周期的总时长；

根据i_L与I_ZVS的大小关系，判断复位信号是否有效；其中，i_L为电感电流信号，I_ZVS为实现零电压开通模式的最小电流，ZVS为零电压开通模式；

根据T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]及复位信号，调制PWM信号，用PWM信号控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的开通及关断。

优选的，计算当前开关周期的T_2crm[k]，具体为：

根据公式(1)计算T_2crm[k]：

其中：L为电感的电感值。

优选的，若T_2crm[k]＞T_2max，则T_2crm[k]＝T_2max，其中，T_2max为预设的T₂[k]时长最大值。

优选的，T_u[k]由闭环调节器产生，闭环调节器为电流闭环调节器或电压闭环调节器。调节器通常采用比例积分(PI)调节器，PI调节器为悉知技术，此处不赘述。

优选的，根据T_2crm[k]与T_u[k]的大小关系，确定当前开关周期采用的模式以及T₂[k]，具体为：

若T_u[k]≤T_2crm[k]，则当前开关周期采用DCM模式，且T₂[k]＝T_u[k]；

若T_u[k]>T_2crm[k]，则当前开关周期采用CRM模式，且T₂[k]＝T_2crm[k]。

优选的，根据当V_o与V_in的大小关系，计算T₁[k]，具体为：

若V_o＞V_in，则根据公式(2)计算T₁[k]：

若V_o≤V_in，则根据公式(3)计算T₁[k]：

其中：ΔT₂[k]＝T_u[k]-T₂[k]。

优选的，根据当前开关周期所采用的模式，计算T_s[k]，具体为：

若当前开关周期采用DCM模式，则T_s[k]逐步减小至T_s0，T_s0为DCM模式下开关周期时长的预设值；

若当前开关周期采用CRM模式，则根据公式(4)计算T_s[k]：

优选的，T_s[k]逐步减小至T_s0，具体为，根据公式(5.1)计算T_s[k]：

T_s[k]＝T_s[k-1]+m(T_s0-T_s[k-1]) (5.1)；

其中：m为预设的开关周期变化比例系数，0<m<1。

优选的，T_s[k]逐步减小至T_s0，具体为，根据公式(5.2)计算T_s[k]：

T_s[k]＝T_s[k-1]-ΔT_s (5.2)；

其中：ΔT_s为预设的开关周期变化步长。

判断T_s[k]与T_s0的大小关系，若T_s[k]<T_s0，则设置T_s[k]＝T_s0。

优选的，根据i_L与I_ZVS的大小关系，判断复位信号是否有效，具体为：

当i_L≤(-I_ZVS)时，复位信号为有效；

当i_L>(-I_ZVS)时，复位信号为无效。

优选的，根据T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]及复位信号，调制PWM信号，用PWM信号控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的开通及关断，具体为：

在第k个开关周期，前T₁[k]时长内第一开关管和第四开关管共同导通；之后T₂[k]时长内，第一开关管和第三开关管共同导通；

再之后的时长内，直到复位信号为有效之前，第二开关管和第三开关管共同导通；

若当前开关周期采用的模式为DCM模式，则复位信号有效之后，第二开关管和第四开关管共同导通。

优选的，还包括：根据I₁和I₂，计算I_{out_est}和/或I_{in_est}；

其中，I_{out_est}为输出电流估计值，I_{in_est}为输入电流估计值，

第四开关管关断时开始记录I₁，I₁为T₁时段结束时的电感电流；

第一开关管关断时开始记录I₂，I₂为T₂时段结束时的电感电流。

优选的，根据公式(6)计算I_{in_est}：

优选的，获取当前开关周期开始至复位信号变为有效的时长T_c[k]；

根据公式(7)计算T₃[k]：

T₃[k]＝T_c[k]-(T₁[k]+T₂[k]) (7)；

根据公式(8)计算I_{out_est}：

优选的，根据公式(9)计算I_{out_est}：

优选的，根据公式(10)计算I_{out_est}：

和/或，根据公式(11)计算I_{in_est}：

优选的，用实际输出电流值对I_{out_est}进行线性拟合校准和/或用实际输入电流值对I_{in_est}进行线性拟合校准。

本发明第二方面提供了一种DC-DC变换器的控制芯片模组，包括：控制算法组件、比较器和PWM调制组件；

控制算法组件接收采样所得的V_in、V_o信号以及预设的参考输出电压V_ref或参考输出电流I_ref信号；

控制算法组件根据T_s[k-1]计算当前开关周期的T_2crm[k]；其中，T_2crm[k]为CRM模式下第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，k为正整数，CRM模式为临界模式，T_s[k-1]为第(k-1)个开关周期的总时长；

控制算法组件根据预设的参考输出电压V_ref或参考输出电流I_ref通过闭环调节器计算当前开关周期的T_u[k]；其中，T_u[k]为第k个开关周期的DCM模式对应的T₂[k]的参考值，T₂[k]为第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，DCM模式为断续模式；

控制算法组件根据T_2crm[k]与T_u[k]的大小关系，确定当前开关周期采用的模式以及T₂[k]；

控制算法组件根据V_o与V_in的大小关系，计算T₁[k]；其中，T₁[k]为第k个开关周期内第一开关管和第四开关管共同导通的时长，V_o为输出电压采样值，V_in为输入电压采样值；

控制算法组件根据当前开关周期所采用的模式，计算T_s[k]；其中，T_s[k]为开关周期总时长；

控制算法组件将T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]输出至PWM调制组件；

比较器根据i_L与I_ZVS的大小关系，输出复位信号至PWM调制组件；其中，i_L为电感电流信号，I_ZVS为实现零电压开通模式的最小电流，ZVS为零电压开通模式；

PWM调制组件根据T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]及复位信号，调制PWM信号，用PWM信号控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的开通及关断。

本发明第三方面提供了一种DC-DC变换器模组包括：四端口Buck电路网络、四端口Boost电路网络、电感和检测电阻；

所述四端口Buck电路网络包括Buck桥臂、输入电容、电压输入正极端口和电压输入接地端口；

所述Buck桥臂和输入电容并联电连接；

所述电压输入正极端口和电压输入接地端口分别与输入电容的两端电连接；

所述Buck桥臂包括串联的第一开关管和第二开关管；

所述第二开关管的源极与电压输入接地端口电连接；

所述四端口Boost电路网络包括Boost桥臂、输出电容、电压输出正极端口和电压输出接地端口；

所述Boost桥臂和输出电容并联电连接；

所述电压输出正极端口和电压输出接地端口分别与输出电容的两端电连接；

所述Boost桥臂包括串联的第三开关管和第四开关管；

所述第四开关管的源极与电压输出接地端口电连接；

所述电感两端分别与Buck桥臂的PWM电压端口和Boost桥臂的PWM电压端口电连接；

所述检测电阻两端分别与第二开关管的源极和第四开关管的源极电连接；

优选的，还包括：Buck驱动芯片和Boost驱动芯片；

Buck驱动芯片分别与第一开关管的栅极和第二开关管的栅极电连接，Buck驱动芯片用于驱动第一开关管和第二开关管；

Boost驱动芯片分别与第三开关管的栅极和第四开关管的栅极电连接；Boost驱动芯片用于驱动第三开关管和第四开关管。

优选的，还包括，如上述的DC-DC变换器的控制芯片模组；电压检测分压电阻，电压检测分压电阻用于获取采样的V_in、V_o信号；所述控制芯片模组，将PWM信号输出至驱动芯片。

本发明具有如下有益效果：

(1)不管是升压还是降压工况，相比现有技术，采用本发明的控制方法均能降低损耗，即提高了转换效率；

(2)将利用ZVS控制已有的电感电流信息通过软件算法间接估计出输出和/或输入电流，从而节省了硬件成本并进一步提高了变换器的转换效率；

(3)通过延长开关周期，使得即便在轻载下，也可以实现高精度采样，可以选择更小的采样电阻，无论是损耗还是尺寸，都大为减小；

(4)检测电阻与电感中流过的电流大小相等且方向相反，因此根据检测电阻两端的电压可以获知电感中完整的电流信息，而无需额外的输入或输出电流采样电阻及运放，相比现有技术可降低通态损耗并节省了硬件成本；

(5)利用通过检测电阻获知的电感峰值电流信息可实现逐周期(cycle-by-cycle)的过流保护。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1A至图1D为现有技术中DC-DC变换器的电路图；

图2A和图2B为现有技术中DC-DC变换器处于DCM模式下工作波形图；

图3A和图3B为现有技术中DC-DC变换器处于CRM模式下工作波形图；

图4为现有技术中检测输出电流的电路图；

图5A至图5C为本发明实施例一的DC-DC变换器模组的电路图；

图6为本发明实施例二的控制芯片模组的示意图；

图7为本发明实施例二所公开DC-DC变换器的控制方法的流程图；

图8A至图8D为本发明实施例二处于CRM模式的工作波形与现有技术的对比图；

图9A至图9F为本发明实施例二的计算输出电流估计值/输入电流估计值的示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

图5A至图5C示出了本发明实施例的一种DC-DC变换器模组；DC-DC变换器模组包含两个四端口电路网络，即四端口Buck电路网络和四端口Boost电路网络，以及电感L₁和检测电阻R_sens。其中，四端口Buck电路网络包含两个开关管(Q₁和Q₂)串联构成的Buck桥臂和与所述Buck桥臂并联的电容(C_in)，V_in+和V_in-分别为电压输入正极端口和电压输入接地端口，SW1为Buck桥臂的PWM电压端口；四端口Boost电路网络包含两个开关管(Q₃和Q₄)串联构成的boost桥臂和与所述boost桥臂并联的电容(C_o)，V_out和PGND分别为电压输出正极端口和电压输出接地端口，SW2为Boost桥臂的PWM电压端口。L₁两端分别连接SW1和SW2。R_sens两端分别连接Q_2S和Q_4S，其中Q_2S为Q₂的源极，Q_4S为Q₄的源极。Q_2S与电压输入接地端口V_in-电连接，Q_4S与电压输出接地端口PGND电连接。与图1B至图1D对比可见，电压输入接地端口和电压输出接地端口被电阻R_sens分隔开是本发明不同于现有技术的明显特征。

根据电路原理可知，R_sens与L₁中流过的电流(i_L)大小相等且方向相反，因此R_sens两端的电压可以反应L₁中完整的电流信息，其功效包括：

1)利用电感谷值电流信息实现ZVS控制；

2)利用电感峰值电流信息实现逐周期(cycle-by-cycle)的过流保护；

3)结合开关状态和电感电流采样信号可估计出输入或输出端口电流平均值，用于反馈控制或对外汇报变换器运行状态信息，而无需额外的输入或输出电流采样电阻及运放，相比现有技术可降低通态损耗并节省了硬件成本。

相比图1C所示的现有技术，由于Q₂和Q₄的源极分别与电压输入和输出接地端口直接电连接，其热量可以通过其源极焊盘经大面积地平面铺铜导出，因此本发明实施例中Q₂和Q₄的散热效果更佳。

相比图1D所示的现有技术，由于R_sens两端分别接电压输入和电压输出接地端口，对差分运放的共模抑制性能要求不高，成本也相对较低。因此，本发明实施例通过简单实用的方法，实现了高采样精度且全电流信息采样。为其各实施例的充分拓展，实现高品质、智能化变换器产品，提供了有效且扎实的基础。

在其他一些实施例中，如图5B所示，功率模组(Power Block)里面还包括驱动芯片(Driver IC)、NTC温度检测电阻，以及相应的输入输出引脚。驱动芯片向第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管提供PWM控制信号。

在其他一些实施例中，如图5C所示，电源模组(Power Module)还包含：控制芯片(Control IC)、输入输出电压检测分压电阻(R1-R4)。

实施例二

本实施例公开了一种DC-DC变换器的控制芯片模组框架结构和控制方法。如图6所示，控制芯片模组结构包括控制算法组件、比较器和PWM调制组件。其中，控制算法组件接收反应输入电压的信号V_in、反应输出电压的信号V_o，以及反应功率大小的电流参考信号I_ref，产生反应Q₃与Q₁开通延迟时间的信号T₁，反应Q₃与Q₁共同导通时间的信号T₂，以及开关周期信号T_s。比较器单元接收反应电感电流的信号i_L和阈值信号I_ZVS，当i_L小于等于-I_ZVS时，输出复位信号R3。PWM调制单元接收T₁、T₂、T_s，以及复位信号R3，产生相应的PWM信号PWM1-PWM4，分别用于驱动控制开关管Q₁-Q₄。

需要注意的是，为了避免负值电流信号在运算上的不便，通常可对i_L与-I_ZVS叠加一个正偏置，在比较大小时该正偏置会被抵消。

图7示出了本实施例中的控制方法的流程，包括以下步骤：

S1：根据T_s[k-1]计算当前开关周期的T_2crm[k]；其中，T_2crm[k]为CRM模式下第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，k为正整数，所述CRM模式为临界模式，T_s[k-1]为第(k-1)个开关周期的总时长。

在一较佳地实施例中，根据以下公式计算T_2crm[k]：

其中：L为电感的电感值。若T_2crm[k]＞T_2max，则T_2crm[k]＝T_2max，其中，T_2max为预设的T₂[k]时长最大值。

S2：获取T_u[k]；其中，T_u[k]为第k个开关周期的DCM模式对应的T₂[k]的参考值，T₂[k]为第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，所述DCM模式为断续模式；T_u[k]由闭环调节器产生，闭环调节器为电流闭环调节器或电压闭环调节器。

在一较佳地实施例中，T_u[k]由电压闭环调节器产生；在其他的实施例中，T_u[k]也可以通过电流闭环调节器产生；其中，闭环调节器可采用比例积分(PI)调节器。

S3：判断T_u[k]是否大于T_2crm[k]，若是，则进入CRM模式，并且T₂[k]＝T_2crm[k]；若否，则进入DCM模式，并且T₂[k]＝T_u[k]。

S4：计算相移T₁[k]：判断V_o是否大于V_in，若是，则

若否，则

其中：ΔT₂[k]＝T_u[k]-T₂[k]。

S5：计算开关周期T_s[k]：若是DCM模式，则T_s[k]逐步减小至T_s0，其中T_s0为DCM模式下开关周期时长的预设值，若是CRM模式，则

S6：根据T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]，以及复位信号R3，调制PWM信号；具体为：在第k个开关周期，前T₁[k]时长内第一开关管和第四开关管共同导通；之后T₂[k]时长内，第一开关管和第三开关管共同导通；

再之后的时长内，直到复位信号R3为有效之前，第二开关管和第三开关管共同导通；

若当前开关周期采用的模式为DCM模式，则复位信号R3有效之后，第二开关管和第四开关管共同导通。

S7：估算输出电流I_{out_est}和/或输入电流I_{in_est}。

对本实施例进行仿真模拟，如图8A所示，设置V_in＝21V，V_o＝20V,输出电流为3.2A，I_ZVS＝1.9A，采用本发明的控制方法，开关频率降低了31.6％，大幅降低了开关损耗，另外可以看到I₁＝I_ZVS，比现有技术的低，因此Q₄的关断损耗也更低。

如图8B所示，设置V_in＝19V，V_o＝20V,输出电流为3.2A，I_ZVS＝1.9A，采用本发明的控制方法，开关频率降低了38.1％，另外可以看到I₂＝I_ZVS，比现有技术的低，因此Q₁的关断损耗也更低。综上所述，不管是升压还是降压工况，相比现有技术，采用本发明的控制方法均能降低损耗，即提高了转换效率。

如图8C、图8D所示，设置V_in＝8V，V_o＝20V，输出电流为5A，I_ZVS＝1.9A，对比可以发现，本发明的I₁和I₂均比现有技术的小，因此Q₄和Q₁的关断电流及损耗更低。并且，电感电流的有效值也更小(从16.6A降至14.5A)，从而变换器的导通损耗也更低。

反馈控制或对外汇报变换器运行状态需要输出电流和/或输入电流信息，现有技术一般采用电阻对输出电流和/或输入电流直接进行检测，直接检测的精度比较高，然而这会增加导通损耗以及硬件成本，本实施例通过电感电流波形推算输出电流和/或输入电流，减少传统方案测量电流额外增加的采样电阻。图9A至图9F示出了本实施例中计算输出电流估计值I_{out_est}和/或输入电流估计值I_{in_est}的原理。I_{out_est}为流过Q₃管的电流经输出电容滤波后的平均值，类似地，I_{in_est}为流过Q₁管的电流经输入电容滤波后的平均值，下面仅以I_{out_est}为例进行说明。由图9A和图9B可知，由于开关瞬态过程，Q3实际电流中包含振荡，难以准确检测，因此，本实施例根据面积等效原理，利用电感电流和开关状态计算输出电流估计值I_{out_est}，具体为，忽略开关过程，当PWM3导通时流过Q₃管的平均电流i_Q3＝i_L，当PWM3关断时i_Q3＝0，而I_{out_est}为i_Q3经输出电容滤波后的平均值，根据面积等效原理，i_Q3在一个开关周期内的平均值即为输出电流的估计值

类似地，参考图9E和图9F，可以计算出输入电流的估计值

其中，I₁和I₂分别为T1和T2时段结束时刻的电感电流，即Q₄和Q₁关断时刻的电感电流。

在一较佳地实施例中，利用比较器事件捕获(capture)当前PWM counter值可以获取从当前开关周期开始至复位信号R3变为有效的时长T_c，并且计算T₃＝T_c-(T₁+T₂)。

在其他的一些实施例中，控制器不具备比较器事件捕获PWM counter值的功能，因此无法直接获取T₃。然而T₁和T₂是已有的控制变量，可利用电感“伏秒平衡”原则对T₃进行变量代换，利用I₁,I₂,T₁,T₂,V_in和V_o计算

在其他的一些实施例中，如图9B所示，为避免器件开关过程中产生的振荡电流对采样精度的影响。I₁采样时刻T_s1，发生在Q₄关断之前且与关断时间留足采样所需时段T_sample，即T_s1＝T_Q4off-T_sample。I₂采样时刻T_s2，发生在Q₁关断之前且与关断时间留足采样所需时段T_sample，即T_s2＝T_Q1off-T_sample。由于采样提前，其导致的电流与实际的误差，可以通过提前时间量与电感量及电感压降推算补偿。该补偿数的计算为悉知技术，这里就不再赘述。

在其他的一些实施例中，为了节省高频电流采样及ADC，还可以结合电感电流数学模型计算

和/或

为了提高计算输出电流估计值的准确度，本实施例对输出电流进行校准，在两个不同的输出电流工作点，记录估计值和真实电流值，利用线性拟合的方法得到比例系数a和偏置系数b，存储在控制器里，正式运行时，利用“y＝ax+b”对估计值进行修正，其中x为估计值，y为修正后的估计值，从而使估计值更接近真实值。进一步地，还可以在不同的输入和/或输出电压条件下，对输出电流进行校准，在控制器里存储多组(a,b)校准系数，正式运行时，根据当前实际的输入和/或输出电压，查表得到一组(a,b)进行修正。类似地，还可以对输入电流进行校准，不再赘述。

为了提高电流估计的准确度，还可以对多个开关周期内的采样值I₁和I₂或估计值I_{out_est}和I_{in_est}进行数字滤波处理，例如低通滤波、滑动平均等。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (21)

1.一种DC-DC变换器的控制方法，所述DC-DC控制器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管及电感，其特征在于：包括如下步骤：

根据T_s[k-1]计算当前开关周期的T_2crm[k]；其中，T_2crm[k]为CRM模式下第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，k为正整数，所述CRM模式为临界模式，T_s[k-1]为第(k-1)个开关周期的总时长；

获取T_u[k]；其中，T_u[k]为第k个开关周期的DCM模式对应的T₂[k]的参考值，T₂[k]为第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，所述DCM模式为断续模式；

根据T_2crm[k]与T_u[k]的大小关系，确定当前开关周期采用的模式以及T₂[k]；

根据V_o与V_in的大小关系，计算T₁[k]；其中，T₁[k]为第k个开关周期内第一开关管和第四开关管共同导通的时长，V_o为输出电压采样值，V_in为输入电压采样值；

根据当前开关周期所采用的模式，计算T_s[k]；其中，T_s[k]为第k个开关周期的总时长；

根据i_L与I_ZVS的大小关系，判断复位信号是否有效；其中，i_L为电感电流信号，I_ZVS为实现零电压开通模式的最小电流，ZVS为零电压开通模式；

根据T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]及复位信号，调制PWM信号，用PWM信号控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的开通及关断。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：

所述计算当前开关周期的T_2crm[k]，具体为：

根据公式(1)计算T_2crm[k]：

其中：L为电感的电感值。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于：

若T_2crm[k]＞T_2max，则T_2crm[k]＝T_2max，其中，T_2max为预设的T₂[k]时长最大值。

4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：

所述T_u[k]由闭环调节器产生，所述闭环调节器为电流闭环调节器或电压闭环调节器。

5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：

所述根据T_2crm[k]与T_u[k]的大小关系，确定当前开关周期采用的模式以及T₂[k]，具体为：

若T_u[k]≤T_2crm[k]，则当前开关周期采用DCM模式，且T₂[k]＝T_u[k]；

若T_u[k]>T_2crm[k]，则当前开关周期采用CRM模式，且T₂[k]＝T_2crm[k]。

6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：

所述根据当V_o与V_in的大小关系，计算T₁[k]，具体为：

若V_o＞V_in，则根据公式(2)计算T₁[k]：

若V_o≤V_in，则根据公式(3)计算T₁[k]：

其中：ΔT₂[k]＝T_u[k]-T₂[k]。

7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：

所述根据当前开关周期所采用的模式，计算T_s[k]，具体为：

若当前开关周期采用DCM模式，则T_s[k]逐步减小至T_s0，所述T_s0为DCM模式下开关周期时长的预设值；

若当前开关周期采用CRM模式，则根据公式(4)计算T_s[k]：

8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于：

所述T_s[k]逐步减小至T_s0，具体为：

根据公式(5.1)计算T_s[k]：

T_s[k]＝T_s[k-1]+m(T_s0-T_s[k-1]) (5.1)；

其中：m为预设的开关周期变化比例系数，0<m<1。

9.根据权利要求7所述控制方法，其特征在于：

所述T_s[k]逐步减小至T_s0，具体为：

根据公式(5.2)计算T_s[k]：

T_s[k]＝T_s[k-1]-ΔT_s (5.2)；

其中：ΔT_s为预设的开关周期变化步长；

并且，判断T_s[k]与T_s0的大小关系，若T_s[k]<T_s0，则设置T_s[k]＝T_s0。

10.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：

所述根据i_L与I_ZVS的大小关系，判断复位信号是否有效，具体为：

当i_L≤(-I_ZVS)时，复位信号为有效；

当i_L>(-I_ZVS)时，复位信号为无效。

11.据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：

所述根据T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]及复位信号，调制PWM信号，用PWM信号控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的开通及关断，具体为：

在第k个开关周期，前T₁[k]时长内第一开关管和第四开关管共同导通；之后T₂[k]时长内，第一开关管和第三开关管共同导通；

再之后的时长内，直到复位信号为有效之前，第二开关管和第三开关管共同导通；

若当前开关周期采用的模式为DCM模式，则复位信号有效之后，第二开关管和第四开关管共同导通。

12.据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：还包括：

根据I₁和I₂，计算I_{out_est}和/或I_{in_est}；

其中，I_{out_est}为输出电流估计值，I_{in_est}为输入电流估计值，

所述第四开关管关断时开始记录I₁，I₁为T₁时段结束时的电感电流；

所述第一开关管关断时开始记录I₂，I₂为T₂时段结束时的电感电流。

13.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于：

根据公式(6)计算I_{in_est}：

14.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于：

获取当前开关周期开始至复位信号变为有效的时长T_c[k]；

根据公式(7)计算T₃[k]：

T₃[k]＝T_c[k]-(T₁[k]+T₂[k]) (7)；

根据公式(8)计算I_{out_est}：

15.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于：

根据公式(9)计算I_{out_est}：

16.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：还包括：

根据公式(10)计算I_{out_est}：

其中，I_{out_est}为输出电流估计值；

和/或，根据公式(11)计算I_{in_est}：

其中，I_{in_est}为输入电流估计值。

17.根据权利要求12至16任意一项所述的控制方法，其特征在于：还包括：

用实际输出电流值对I_{out_est}进行线性拟合校准和/或用实际输入电流值对I_{in_est}进行线性拟合校准。

18.一种DC-DC变换器的控制芯片模组，其特征在于：包括：控制算法组件、比较器和PWM调制组件；

所述控制算法组件用于接收采样所得的V_in、V_o信号以及预设的参考输出电压V_ref或参考输出电流I_ref；

所述控制算法组件根据T_s[k-1]计算当前开关周期的T_2crm[k]；其中，T_2crm[k]为CRM模式下第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，k为正整数，所述CRM模式为临界模式，T_s[k-1]为第(k-1)个开关周期的总时长；

所述控制算法组件计算当前开关周期的T_u[k]；其中，T_u[k]为第k个开关周期的DCM模式对应的T₂[k]的参考值，T₂[k]为第k个开关周期内第一开关管和第三开关管共同导通的时长，所述DCM模式为断续模式；

所述控制算法组件根据T_2crm[k]与T_u[k]的大小关系，确定当前开关周期采用的模式以及T₂[k]；

所述控制算法组件根据V_o与V_in的大小关系，计算T₁[k]；其中，T₁[k]为第k个开关周期内第一开关管和第四开关管共同导通的时长，V_o为输出电压采样值，V_in为输入电压采样值；

所述控制算法组件根据当前开关周期所采用的模式，计算T_s[k]；其中，T_s[k]为第k个开关周期的总时长；

所述控制算法组件将T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]输出至PWM调制组件；

所述比较器根据i_L与I_ZVS的大小关系，输出复位信号至PWM调制组件；其中，i_L为电感电流信号，I_ZVS为实现零电压开通模式的最小电流，ZVS为零电压开通模式；

所述PWM调制组件根据T₁[k]、T₂[k]、T_s[k]及复位信号，调制PWM信号，用PWM信号控制第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的开通及关断。

19.一种DC-DC变换器模组，其特征在于：包括：四端口Buck电路网络、四端口Boost电路网络、电感和检测电阻；

所述四端口Buck电路网络包括Buck桥臂、输入电容、电压输入正极端口和电压输入接地端口；

所述Buck桥臂和输入电容并联电连接；

所述电压输入正极端口和电压输入接地端口分别与输入电容的两端电连接；

所述Buck桥臂包括串联的第一开关管和第二开关管；

所述第二开关管的源极与电压输入接地端口电连接；

所述四端口Boost电路网络包括Boost桥臂、输出电容、电压输出正极端口和电压输出接地端口；

所述Boost桥臂和输出电容并联电连接；

所述电压输出正极端口和电压输出接地端口分别与输出电容的两端电连接；

所述Boost桥臂包括串联的第三开关管和第四开关管；

所述第四开关管的源极与电压输出接地端口电连接；

所述电感两端分别与Buck桥臂的PWM电压端口和Boost桥臂的PWM电压端口电连接；

所述检测电阻两端分别与第二开关管的源极和第四开关管的源极电连接。

20.根据权利要求19所述的DC-DC变换器模组，其特征在于：还包括：Buck驱动芯片和Boost驱动芯片；

所述Buck驱动芯片分别与第一开关管的栅极和第二开关管的栅极电连接，所述Buck驱动芯片用于驱动第一开关管和第二开关管；

所述Boost驱动芯片分别与第三开关管的栅极和第四开关管的栅极电连接；所述Boost驱动芯片用于驱动第三开关管和第四开关管。

21.根据权利要求20所述的DC-DC变换器模组，其特征在于：还包括：

如权利要求18所述的DC-DC变换器的控制芯片模组；

电压检测分压电阻，所述电压检测分压电阻用于获取采样的V_in、V_o信号；

所述控制芯片模组，将PWM信号输出至驱动芯片。

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