CN114825926A - 用于混合转换器的脉宽调变控制器 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及用于混合转换器的脉宽调变控制器。本文提供了用于混合转换器的脉宽调变(PWM)控制器。在某些实施例中，一种用于混合转换器的PWM控制器包括：阈值产生电路，用于基于该混合转换器的输出电压产生阈值信号；阈值调节电路，用于基于感测该混合转换器的飞行电容器的电压产生经调节的阈值信号；以及比较器，基于将该经调节的阈值信号与该混合转换器的电感器电流的指示进行比较来产生比较信号。该比较器的输出用于产生PWM控制信号，这些PWM控制信号用于导通及断开该混合转换器的开关(例如，功率晶体管)。

Description

用于混合转换器的脉宽调变控制器
技术领域
本发明的实施例涉及电子系统，且更具体而言，涉及电子功率转换。
背景技术
电压调节器用于自指定不良和/或波动的电源电压或其他输入电压源产生实质上恒定的输出电压。串联调节器及开关调节器是两种常见类型的电压调节器。低压差(LDO)串联调节器以极低的噪声提供良好调节，然而，来自经调节的输出的电流供应直接来自电源电压。因此，LDO串联调节器的效率受输出电压与电源电压的比限制，且因此随着电源电压相对于输出电压增加，LDO串联调节器的效率迅速下降。
开关调节器通常较串联调节器更高效。开关调节器采用一或多个开关(例如，功率晶体管)，该一或多个开关与向负载提供输出电压的输出端子串联和/或并联耦合。此外，控制器导通及断开开关，以控制电流脉冲向输出端子的递送。一或多个能量储存元件诸如电感器和/或电容器可以用于将经开关的电流脉冲转换成稳定负载电流。
发明内容
本文提供了用于混合转换器的脉宽调变(PWM)控制器。在某些实施例中，一种用于混合转换器的PWM控制器包括：阈值产生电路，用于基于该混合转换器的输出电压产生阈值信号；阈值调节电路，用于基于感测该混合转换器的飞行电容器的电压产生经调节的阈值信号；以及比较器，基于将该经调节的阈值信号与该混合转换器的电感器电流的指示进行比较来产生比较信号。该比较器的输出用于产生PWM控制信号，这些PWM控制信号用于导通及断开该混合转换器的开关(例如，功率晶体管)。通过以这种方式实施PWM控制器，即使当功率级失配存在和/或PWM控制器在用于产生混合转换器的功率级的PWM控制信号的电路系统中具有不对称性时，仍会获得混合转换器的稳定操作。
在一个方面中，一种功率转换系统包括功率转换器及PWM控制器。该功率转换器被配置为基于输入电压产生经调节的输出电压，且包括第一电感器、第一电容器及被配置为控制该第一电感器与该第一电容器的电性连接性的第一组开关。PWM控制器包括：阈值产生电路，其被配置为基于该经调节的输出电压产生阈值信号；第一阈值调节电路，其被配置为通过基于该输入电压及该第一电容器的电压调节该阈值信号来产生第一经调节的阈值信号；第一比较器，其被配置为将通过该第一电感器的电流与该第一经调节的阈值信号进行比较；以及开关控制电路，其被配置为基于该第一比较器的输出产生用于控制该第一组开关的至少一个控制信号。
在另一方面中，一种功率转换方法包括：使用功率转换器基于输入电压产生经调节的输出电压，该功率转换器包括第一电感器、第一电容器及用于控制该第一电感器与该第一电容器的电性连接性的第一组开关；使用阈值产生电路基于该经调节的输出电压产生阈值信号；使用第一阈值调节电路通过基于该输入电压及该第一电容器的电压调节该阈值信号来产生第一经调节的阈值信号；使用第一比较器将通过该第一电感器的电流与该第一经调节的阈值信号进行比较；以及基于该第一比较器的输出控制该第一组开关。
在另一方面中，一种PWM控制器包括：阈值产生电路，被配置为基于功率转换器的经调节的输出电压产生阈值信号；第一阈值调节电路，被配置为通过基于该功率转换器的输入电压及该功率转换器的第一电容器电压调节该阈值信号来产生第一经调节的阈值信号；第一比较器，被配置为将该功率转换器的第一电感器电流与该第一经调节的阈值信号进行比较；以及开关控制电路，被配置为基于该第一比较器的输出为该功率转换器产生至少一个开关控制信号。
附图说明
图1A是一降压转换器的一个实例的示意图。
图1B是显示用于图1A的降压转换器的控制信号及电感器电流波形的一个实例的曲线图。
图1C是显示用于图1A的降压转换器的晶体管电流、晶体管电压及晶体管功率损耗的一个实例的曲线图。
图2A是混合转换器的一个实例的示意图。
图2B是用于图2A的混合转换器的控制逻辑电路系统的一个实施例的示意图。
图2C是用于图2A的混合转换器的低工作周期调节的一个实例的示意图。
图2D是用于图2A的混合转换器的高工作周期调节的一个实例的示意图。
图3A是根据一个实施例的用于低工作周期调节的图2A的混合转换器的第一操作阶段的示意图。
图3B是根据一个实施例的用于低工作周期调节的图2A的混合转换器的第二操作阶段及第四操作阶段的示意图。
图3C是根据一个实施例的用于低工作周期调节的图2A的混合转换器的第三操作阶段的示意图。
图4A是根据一个实施例的用于高工作周期调节的图2A的混合转换器的第一操作阶段的示意图。
图4B是根据一个实施例的用于高工作周期调节的图2A的混合转换器的第二操作阶段及第四操作阶段的示意图。
图4C是根据一个实施例的用于高工作周期调节的图2A的混合转换器的第三操作阶段的示意图。
图5是根据一个实施例的混合功率转换系统的示意图。
图6A是用于图5的混合功率转换系统的无功率级失配的瞬时性能模拟的一个实例。
图6B是图6A的瞬时性能模拟的扩展部分。
图7A是用于图5的混合功率转换系统的具有功率级失配的瞬时性能模拟的一个实例。
图7B是图7A的瞬时性能模拟的扩展部分。
图8是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图9是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图10A是用于图9的混合功率转换系统的具有飞行电容器失配的瞬时性能模拟的一个实例。
图10B是用于图9的混合功率转换系统的具有比较器失配的瞬时性能模拟的一个实例。
图11是用于图9的混合功率转换系统的具有电感器失配的瞬时性能模拟的一个实例。
图12是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图13是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图14是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图15是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图16是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图17是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图18是用于图17的混合功率转换系统的具有电感器失配、飞行电容器失配、比较器失配及电流感测增益失配的瞬时性能模拟的一个实例。
图19A是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图19B是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
图19C是根据另一实施例的混合功率转换系统的示意图。
具体实施方式
实施例的以下详细描述呈现了本发明的特定实施例的各种描述。然而，本发明可以多种不同的方式实施。在本说明中，参考了附图，其中相同的参考编号可以指示相同或功能相似的元件。将理解，图中所示的元件不一定是按比例绘制。此外，将理解，某些实施例可以包括较图中所示更多的元件和/或图中所示元件的一子集。此外，一些实施例可以结合来自两个或更多个附图的特征的任何合适的组合。
图1A是一降压转换器10的一个实例的示意图。图1B是显示用于图1A的降压转换器10的控制信号及电感器电流波形的一个实例的曲线图。图1C是显示用于图1A的降压转换器10的晶体管漏极电流、晶体管漏极-源极电压及晶体管功率损耗的一个实例的曲线图。
降压转换器10包括顶部功率晶体管M1、底部功率晶体管M2、电感器L及输出电容器COUT。降压转换器接收输入电压VIN并产生小于输入电压VIN的输出电压VO。在本实例中，输出电压VO被提供给外部负载(LOAD)。顶部功率晶体管M1连接在输入电压VIN与开关节点SW之间，底部功率晶体管M2连接在开关节点SW与接地之间，电感器L连接在开关节点SW与输出电压VO之间，且输出电容器COUT连接在输出电压VO与接地之间。
在图1A的实例中，顶部功率晶体管M1由顶部控制信号T控制，且底部功率晶体管M2由底部控制信号B控制。通过调节或调变顶部控制信号T及底部控制信号B的宽度，获得了输出电压VO的调节。
例如，当顶部控制信号T高时，顶部功率晶体管M1被导通，而当互补的底部控制信号B高时，底部功率晶体管M2被导通。当顶部功率晶体管M1导通时，输入电压VIN被施加至开关节点SW，并且通过电感器L的电流iL斜升。当底部功率晶体管M2导通时，接地电位被施加至开关节点SW，并且电感器电流iL斜降。
此操作周期性地重复，且开关周期是TSW。顶部功率晶体管M1的导通时间与开关周期TSW的比率称为工作周期。
由于电感器电流iL的斜升斜率由开关节点SW与输出电压VO之间的电压差决定，因此在较低的开关频率下会存在较大的电流纹波振幅。因此，为了支持给定的DC输出负载电流，选择较大尺寸的电感器L以避免峰值电流下的电感器饱和。
用于功率转换器的功率晶体管的导通/断开转变不能在零时间内完成。在转变时间期间，漏极至源极电压及通过功率晶体管的电流二者均不为零。这导致功率晶体管自导通至断开或自断开至导通状态的每次转变的开关损耗。功率晶体管阻断的漏极至源极电压越高，则功率晶体管每次在其开关时的开关损耗就越高。
例如，在图1C的实例中，对于一个示例性状态转变，示出了顶部功率晶体管M1的电压、电流及功率损耗的波形。
开关损耗限制了实际最大开关频率。然而，小型电源供应器需要高开关频率。
图2A是混合转换器111的一个实施例的示意图。图2B是用于图2A的混合转换器111的控制逻辑电路系统的一个实施例的示意图。图2C是用于图2A的混合转换器111的低工作周期调节的一个实例的示意图。图2D是用于图2A的混合转换器111的高工作周期调节的一个实例的示意图。
混合转换器111包括第一半功率级P1，其包括第一功率晶体管Q1、第二功率晶体管Q2、第三功率晶体管Q3、第四功率晶体管Q4、第一电感器L1及第一开关电容器Cfly1(此处也称为飞行电容器)。混合转换器111进一步包括第二半功率级P2，其包括第五功率晶体管Q5、第六功率晶体管Q6、第七功率晶体管Q7、第八功率晶体管Q8、第二电感器L2及第二飞行电容器Cfly2。混合转换器111使用至少一个电感器及至少一个开关电容器提供调节，且因此是混合转换器。
如图2A所示，混合转换器111自输入端子接收输入电压VIN，并向连接至输出电容器COUT的输出端子提供输出电压VO。尽管在图2A中未示出，然而混合转换器111的输出端子可以耦合至任何期望的负载。在此实施例中，混合转换器111以工作周期d操作，该工作周期d相对于2VO/VIN的比率而变化。
如图2A所示，第一功率晶体管Q1及第二功率晶体管Q2串联连接在输入电压VIN与中间节点MID之间，而第一飞行电容器Cfly1连接在第一功率晶体管Q1的源极与第一开关节点SW1之间。第四功率晶体管Q4连接在第一开关节点SW1与接地之间，而第一电感器L1连接在第一开关节点SW1与输出电压VO之间。第五功率晶体管Q5及第六功率晶体管Q6串联连接在输入电压VIN与中间节点MID之间，而第二飞行电容器Cfly5连接在第五功率晶体管Q5的源极与第二开关节点SW2之间。第八功率晶体管Q8连接在第二开关节点SW2与接地之间，而第二电感器L2连接在第二开关节点SW2与输出电压VO之间。第三功率晶体管Q3连接在第一开关节点SW1与中间节点MID之间，而第七功率晶体管Q7连接在第二开关节点SW2与中间节点MID之间。
相较于图1A的降压转换器10，图2A的混合转换器111在功率晶体管的开关损耗降低的情况下操作，由此允许在更高的频率下操作。此外，即使当VO是来自VIN的大降压电压时(例如，当以4:1或更大的比率降压时，例如，自48V至12V)，混合转换器111也以高效率操作。
如图2A-图2D所示，第一功率晶体管至第八功率晶体管Q1-Q8由控制信号A、A'、B、B'、C及D控制，其中A'是A的互补信号，且B'是B的互补信号。由于本实例使用n型场效晶体管(NFET)来实施功率晶体管，因此当给定的控制信号高时，对应的功率晶体管被导通。然而，也可使用p型晶体管、n型及p型晶体管和/或其他类型的开关来实施。如图2B的实例所示，D由(B与A')使用第一与门产生，而C由(A与B')使用第二与门产生。
当在稳定状态下操作并且当混合转换器111稳定时，飞行电容器保持约等于VIN的1/2的DC电压。
图3A是根据一个实施例的用于低工作周期调节的图2A的混合转换器111的第一操作阶段的示意图。
如图3A所示，功率晶体管Q2、Q4、Q5及Q7被导通，而其余功率晶体管被断开。因此，第二飞行电容器Cfly2及第一飞行电容器Cfly1串联连接在输入电压VIN与接地之间。此外，通过电感器L1的电流斜降，而通过电感器L2的电流斜升。
图3B是根据一个实施例的用于低工作周期调节的图2A的混合转换器111的第二操作阶段及第四操作阶段的示意图。
如图3B所示，功率晶体管Q4及Q8被导通，而其余功率晶体管被断开。因此，通过电感器L1的电流及通过电感器L2的电流二者均斜降。
图3C是根据一个实施例的用于低工作周期调节的图2A的混合转换器111的第三操作阶段的示意图。
如图3C所示，功率晶体管Q1、Q3、Q6及Q8被导通，而其余功率晶体管被断开。因此，第一飞行电容器Cfly1及第二飞行电容器Cfly2串联连接在输入电压VIN与接地之间。此外，通过电感器L1的电流斜升，而通过电感器L2的电流斜降。
参考图3A-图3C，混合转换器111可以通过使混合转换器111循环通过第一操作阶段(图3A)、第二操作阶段(图3B)、第三操作阶段(图3C)及第四操作阶段(图3B)来提供调节。此外，可以通过自第四操作阶段(图3B)返回至第一操作阶段(图3A)来重复调节周期。这种操作可以对应于低工作周期(d)操作，例如，d小于百分之五十。
图4A是根据一个实施例的用于高工作周期调节的图2A的混合转换器111的第一操作阶段的示意图。
如图4A所示，功率晶体管Q2、Q4、Q5及Q7被导通，而其余功率晶体管被断开。因此，第二飞行电容器Cfly2及第一飞行电容器Cfly1串联连接在输入电压VIN与接地之间。此外，通过电感器L1的电流斜降，而通过电感器L2的电流斜升。
图4B是根据一个实施例的用于高工作周期调节的图2A的混合转换器111的第二操作阶段及第四操作阶段的示意图。
如图4B所示，功率晶体管Q1、Q3、Q5及Q7被导通，而其余功率晶体管被断开。因此，通过电感器L1的电流及通过电感器L2的电流二者均斜升。此外，提供通过功率晶体管Q3及Q7的路径，以将第一飞行电容器Cfly1的第二端连接至第二飞行电容器Cfly2的第二端。
图4C是根据一个实施例的用于高工作周期调节的图2A的混合转换器111的第三操作阶段的示意图。
如图4C所示，功率晶体管Q1、Q3、Q6及Q8被导通，而其余功率晶体管被断开。因此，第一飞行电容器Cfly1及第二飞行电容器Cfly2串联连接在输入电压VIN与接地之间。此外，通过电感器L1的电流斜升，而通过电感器L2的电流斜降。
参考图4A-图4C，混合转换器111可以通过使混合转换器111循环通过第一操作阶段(图4A)、第二操作阶段(图4B)、第三操作阶段(图4C)及第四操作阶段(图4B)来提供调节。此外，可以通过自第四操作阶段(图4B)返回至第一操作阶段(图4A)来重复调节周期。这种操作可以对应于高工作周期(d)操作，例如，d大于或等于百分之五十。
图5是根据一个实施例的混合功率转换系统110的示意图。混合功率转换系统110包括混合转换器111及PWM控制器102。如图5所示，混合转换器111的输出电压VO被提供给负载，并且也被PWM控制器102感测，以帮助产生用于混合转换器的功率晶体管的控制信号。
在所示实施例中，PWM控制器102包括第一电阻器R1、第二电阻器R2、第三电阻器R3、第四电阻器R4、第一电容器C1、第二电容器C2、第三电容器C3、误差放大器EA、第一比较器PWMCMP1及第二比较器PWMCMP2。
PWM控制器102向混合转换器111提供闭环反馈。例如，第一电阻器R1及第二电阻器R2用作分压器，以基于分压输出电压VO来产生反馈电压FB。误差放大器EA放大反馈电压FB与DC参考电压REF之间的误差，以产生比较阈值信号COMP。
第一比较器PWMCMP1基于将比较阈值信号COMP与第一锯齿斜坡信号RAMP1进行比较产生第一PWM控制信号A，而第二比较器PWMCMP2基于将比较阈值信号COMP与第二锯齿斜坡信号RAMP2进行比较产生第二PWM控制信号B。第三PWM控制信号C及第四PWM控制信号D可以使用图2B的配置产生，而反相器可以用于产生任何PWM控制信号的逻辑反相版本。
继续参考图5，第一锯齿斜坡信号RAMP1及第二锯齿斜坡信号RAMP2可以以多种方式产生，并且可以具有约180度的相位差，并且分别对应于所感测的流经第一电感器L1及第二电感器L2的电流量。
当反馈电压FB低于DC参考电压REF时，比较阈值信号COMP上升，且工作周期d增加。相反，当反馈电压FB高于DC参考电压RF时，比较阈值信号COMP下降，且工作周期d减小。因此，提供了输出电压VO的调节。为了提供稳定性补偿，PWM控制器102包括第三电阻器R3、第四电阻器R4、第一电容器C1、第二电容器C2及第三电容器C3。
图6A是用于图5的混合功率转换系统110的无功率级失配的瞬时性能模拟的一个实例。图6B是图6A的瞬时性能模拟的扩展部分。
模拟观察在负载电流阶跃变化(ILOAD的电流阶跃)下混合转换器111的瞬时响应，其中第一飞行电容器Cfly1及第二飞行电容器Cfly2的电容相等，并且其中第一电感器L1及第二电感器L2的电感相等，并且PWM控制器102中的比较器具有相同的延迟及输入偏移。
如图6A及图6B所示，输出电压VO在短暂及瞬间的偏离后稳定下来，并返回至无振荡的电压调节。因此，稳定性补偿在模拟条件下正常操作。
图7A是用于图5的混合功率转换系统110的具有功率级失配的瞬时性能模拟的一个实例。图7B是图7A的瞬时性能模拟的扩展部分。
实际上，混合转换器的硬件电路组件永远不会完全相同。因此，图2A及图5的混合转换器111的第一半功率级P1及第二半功率级P2可能遭受许多失配，包括但不限于比较器延迟的不平衡、第一飞行电容器Cfly1及第二飞行电容器Cfly2的电容差异和/或第一电感器L1及第二电感器L2的电感差异。
图7A及图7B的模拟与图6A及图6B的模拟相同，除了在图7A及图7B的模拟中第一电感器L1的电感小于第二电感器L2的电感。
如图7A及图7B所示，电感器失配导致混合转换器111的第一飞行电容器Cfly1及第二飞行电容器Cfly2两端的电压失控，并且通过第一电感器L1及第二电感器L2的电流不相等。这又会导致混合转换器111上的过度功率损耗，引起可靠性问题，和/或由于电容器和/或功率晶体管上的电性过载而导致立即的电路损坏(例如，电路爆炸)。
本文提供了用于混合转换器的PWM控制器。在某些实施例中，一种用于混合转换器的PWM控制器包括：阈值产生电路，用于基于该混合转换器的输出电压产生阈值信号；阈值调节电路，用于基于感测该混合转换器的飞行电容器的电压产生经调节的阈值信号；以及比较器，基于将该经调节的阈值信号与该混合转换器的电感器电流的指示进行比较来产生比较信号。该比较器的输出用于产生PWM控制信号，这些PWM控制信号用于导通及断开该混合转换器的开关(例如，功率晶体管)。
通过以这种方式实施PWM控制器，即使当功率级失配存在和/或PWM控制器在用于产生混合转换器的功率级的PWM控制信号的电路系统中具有不对称性时，仍会获得混合转换器的稳定操作。
图8是根据另一实施例的混合功率转换系统120的示意图。混合功率转换系统120包括混合转换器111及PWM控制器112。
在所示实施例中，PWM控制器112包括阈值产生电路113、阈值调节电路114、第一比较器115、第二比较器116及开关控制电路117。
阈值产生电路113基于输出电压VO产生阈值信号THRESH。阈值信号THRESH可以通过多种方式产生，包括但不限于使用将输出电压VO的一部分与参考信号进行比较的误差放大器。在本实例中，阈值信号THRESH被提供给第一比较器115及第二比较器116。
如图8所示，PWM控制器112包括阈值调节电路114，其用于基于第一飞行电容器电压VCfly1及输入电压VIN调节第一比较器115的比较阈值。这种调节可以基于第一飞行电容器电压VCfly1与输入电压VIN的一部分的比较。
尽管示出了调节第一比较器114的阈值的实例，但此处的教导也适用于调节第二比较器116的阈值的配置以及分别调节第一比较器115及第二比较器116的阈值的配置。例如，第二比较器116的经调节的阈值可以基于第二飞行电容器电压VCfly2与输入电压VIN的一部分的比较。
第一比较器115将经调节的阈值与通过第一电感器L1的感测电流进行比较。此外，第二比较器116将阈值信号THRESH与通过第二电感器L2的感测电流进行比较。
通过第一电感器L1的电流及通过第二电感器L2的电流可以任何合适的方式感测。在第一实例中，包括与电感器串联的小电阻器，并且小电阻器两端的所检测的电压用于感测通过电感器的电流。在第二实例中，电感器的DC电阻(DCR)感测用于感测通过电感器的电流。DCR感测可以包括将电阻器-电容器(RC)网络并联连接至电感器，以及将RC网络的电阻值与电容值的乘积的大小设计为约等于电感器的电感与电感器的寄生电阻的比率。当以这种方式配置时，RC网络的电容器两端的电压与通过电感器的电流成比例。
尽管提供了两个电感器电流感测的实例，但可以使用任何合适的用于测量电感器电流的技术。
开关控制电路117产生各种控制信号(在本实例中为A、A'、B、B'、C及D)，用于导通或关断混合转换器111的功率晶体管。基于自第一比较器115及第二比较器116产生的比较结果来控制控制信号的脉宽。
通过实施具有阈值调节的PWM控制器112，提供了对第一半功率级与第二半功率级之间不对称的补偿。这种不对称可以包括Cfly1/Cfly2之间的失配、L1/L2之间的失配和/或第一比较器115及第二比较器116的延迟的失配。
在本文的某些实施例中，PWM控制器(例如，图8的PWM控制器112)实施在半导体晶粒上。此外，混合转换器(例如，图8的混合转换器111)可以部分地使用芯片外组件诸如用于增强功率处置和/或散热能力的分立功率晶体管来实施。
图9是根据另一实施例的混合功率转换系统150的示意图。混合功率转换系统150包括混合转换器121及PWM控制器122。
图9的混合转换器121类似于图2A的混合转换器111，除了混合转换器121进一步包括用于感测通过第一电感器L1的电流的第一电流感测电路123及用于感测通过电感器L2的电流的第二电流感测电路124。第一电流感测电路123及第二电流感测电路124可以多种方式提供电流感测，包括但不限于DCR感测和/或通过感测串联电阻器两端的电压。
在所示实施例中，PWM控制器122包括第一电阻器R1、第二电阻器R2、误差放大器EA、第一半范围限制器125、第二半范围限制器126、第一受控电压源127、第二受控电压源128、放大器稳定性网络129、第一比较器CMP1、第二比较器CMP2、第一设定/重设(S/R)锁存器RS1、第二S/R锁存器RS2、顶部分压器电阻器R5、底部分压器电阻器R6、第一抽样开关131、第二抽样开关132、第一抽样电容器C1、第二抽样电容器C2、第一增益电路GAIN1及第二增益电路GAIN2。尽管描述了实施的PWM控制器122的一个实施例，但本文的教导适用于以多种方式实施的PWM控制器。因此，可能存在其他实施方式。
如图9所示，顶部分压器电阻器R5及底部分压器电阻器R6作为电阻分压器连接，该电阻分压器产生约等于输入电压VIN约一半的电压信号HALFVIN。因此，R5及R6可以具有标称相等的电阻值。
在所示实施例中，第一抽样开关131及第二抽样开关132分别连接在中间节点MID与第一抽样电容器C1及第二抽样电容器C2之间。
当功率晶体管Q2由控制信号C导通时(如图2C及图2D所示，当C有效时，功率晶体管Q4也由A'导通)，第一抽样开关131也被导通，以将第一飞行电容器Cfly1的电压储存在第一抽样电容器C1上。此外，第一抽样电容器C1的抽样电压与电压信号HALFVIN之间的差通过第一增益电路GAIN1被放大。第一半限制器125用于限制第一增益电路GAIN1的输出。特别地，当第一增益电路GAIN1的输出为负时，第一半限制器125的输出为零。然而，当第一增益电路GAIN1的输出为正时，第一半限制器125的输出跟踪第一半限制器125的输入，直至达到最大允许输出值。第一半限制器125的输出控制第一受控电压源127，以调节误差放大器EA产生的阈值ITH。因此，第一受控电压源127产生约等于ITH减去由第一半限制器125设定的第一调节电压的第一经调节的阈值ITH1。
对称地，当功率晶体管Q6由控制信号D导通时(如图2C及图2D所示，当D有效时，功率晶体管Q8也由B'导通)，第二抽样开关132也被导通，以将第二飞行电容器Cfly2的电压储存在第二抽样电容器C2上。此外，第二抽样电容器C2的抽样电压与电压信号HALFVIN之间的差通过第二增益电路GAIN2被放大。第二半限制器126用于通过以下方式来限制第二增益电路GAIN2的输出：当第二增益电路GAIN2的输出为负时输出零，而当第二增益电路GAIN2的输出为正时跟踪第二增益电路GAIN2的输出直至最大允许输出值。第二受控电压源128产生约等于ITH减去由第二半限制器126设定的第二调节电压的第二经调节的阈值ITH2。
继续参考图9，使用由第一电阻器R1及第二电阻器R2形成的电阻分压器，输出电压VO被分压以产生反馈信号FB。反馈信号FB耦合至误差放大器EA的反相输入，误差放大器EA可以实施为转导放大器。参考DC电压REF耦合至误差放大器EA的非反相输入，并且FB与REF之间的误差被转换为用于设定阈值ITH的电流输出。放大器稳定性网络129可以多种方式实施，诸如使用电阻器-电容器(RC)补偿网络来提供稳定性补偿。
第一比较器CMP1将第一电感器L1的电流的指示(由第一电流感测电路123提供)与第一经调节的阈值ITH1进行比较，而第二比较器CMP2将第二电感器L2的电流的指示(由第二电流感测电路124提供)与第二经调节的阈值ITH2进行比较。
第一SR锁存器RS1输出第一PWM控制信号A，其在施加第一时钟信号CLK1时设定。当第一感测电感器电流信号高于ITH1时，第一比较器CMP1的输出重设第一PWM控制信号A，其是第一功率晶体管Q1及第三功率晶体管Q3的控制信号。此外，第一PWM控制信号A可以被逻辑反相以控制第四功率晶体管Q4。
继续参考图9，第二SR锁存器RS2输出第二PWM控制信号B，其在施加第二时钟信号CLK2时设定。在某些实施方式中，第二时钟信号CLK2与第一时钟信号CLK1具有约180度的相移。当第二感测电感器电流信号高于ITH2时，第二比较器CMP2的输出重设第二PWM控制信号B，其是第五功率晶体管Q5及第七功率晶体管Q7的控制信号。此外，第二PWM控制信号B可以被逻辑反相以控制第八功率晶体管Q8。此外，数字逻辑操作(例如，参见配置图2B)可以用于产生用于控制第二功率晶体管Q2的第三PWM控制信号C及用于控制第六功率晶体管Q6的第四PWM控制信号D。
图10A是用于图9的混合功率转换系统150的具有飞行电容器失配的瞬时性能模拟的一个实例。
模拟结果针对CFLY1≠CFLY2的模拟进行描述。如图10A所示，即使当动态负载施加至混合转换器121的输出时，飞行电容器电压均很好地锁定在1/2VIN，并且电感器电流也会紧密匹配。
图10B是用于图9的混合功率转换系统150的具有比较器失配的瞬时性能模拟的一个实例。
模拟结果针对电流比较器具有失配的输入偏移的模拟进行描述。如图10B所示，PWM控制器122用于调节ITH1及ITH2，以确保Vcfly1＝Vcfly2＝1/2VIN，且iL1＝iL2。
图11是用于图9的混合功率转换系统150的具有电感器失配的瞬时性能模拟的一个实例。
模拟结果针对L1≠L2的模拟进行描述。如图11所示，即使当施加动态负载时，飞行电容器电压均很好地锁定在1/2VIN，并且电感器电流也会紧密匹配。
图12是根据另一实施例的混合功率转换系统160的示意图。混合功率转换系统160包括混合转换器121及PWM控制器152。
图12的PWM控制器152类似于图9的PWM控制器122，除了图12的实施例示出了第一抽样开关131及第二抽样开关132的不同实施方式。特别地，第一抽样开关131直接连接在第一飞行电容器Cfly1的第一端与第一抽样电容器C1之间，并由控制信号A'控制，而第二抽样开关132直接连接在第二飞行电容器Cfly2的第一端与第二抽样电容器C2之间，并由控制信号B'控制。相对于图9的PWM控制器122，以这种方式实施图12的PWM控制器152提供了更长的抽样时间(例如，参见图2C及图2D的时序图)。
图13是根据另一实施例的混合功率转换系统170的示意图。混合功率转换系统170包括混合转换器121及PWM控制器162。
图13的PWM控制器162类似于图9的PWM控制器122，除了图13的PWM控制器162省略了抽样开关131及132以及抽样电容器C1及C2，而包括第一差动放大器DIFF1及第二差动放大器DIFF2。如图13所示，第一差动放大器DIFF1具有耦合在第一飞行电容器Cfly1两端的差动输入以及耦合至第一增益电路GAIN1的非反相输入的输出。此外，第二差动放大器DIFF2具有耦合在第二飞行电容器Cfly2两端的差动输入及耦合至第二增益电路GAIN2的非反相输入的输出。第一增益电路GAIN1及第二增益电路GAIN2各自包括接收HALFVIN的反相输入。
通过以这种方式实施PWM控制器162，以复杂性增加为代价获得了飞行电容器电压的增强跟踪。例如，第一差动放大器DIFF1及第二差动放大器DIFF2分别提供第一飞行电容器Cfly1及第二飞行电容器Cfly2两端的电压的连续指示，但以宽输入电压范围操作。
图14是根据另一实施例的混合功率转换系统180的示意图。混合功率转换系统180包括混合转换器121及PWM控制器172。
图14的PWM控制器172类似于图13的PWM控制器162，除了PWM控制器172省略了第二差动放大器DIFF2、第二增益电路GAIN2、第二半限制器126及第二受控电压源128。此外，PWM控制器172省略了第一半限制器125，而包括全限制器173。
通过使用全限制器173来控制第一受控电压源127，提供了阈值电压ITH1的调节，以保持第一飞行电容器Cfly1两端的电压约等于1/2VIN。
图15是根据另一实施例的混合功率转换系统190的示意图。混合功率转换系统190包括混合转换器121及PWM控制器182。
图15的PWM控制器182类似于图14的PWM控制器172，除了PWM控制器182省略了电阻器R5及R6，而包括第二差动放大器DIFF2。如图15所示，第一增益电路GAIN1将第一差动放大器DIFF1的输出与第二差动放大器DIFF2的输出进行比较。
图16是根据另一实施例的混合功率转换系统200的示意图。混合功率转换系统200包括混合转换器121及PWM控制器192。
图16的PWM控制器192类似于图13的PWM控制器162，除了PWM控制器192被实施为使得第一半限制器125控制第二受控电压源128，且第二半限制器126控制第一受控电压源127。
图17是根据另一实施例的混合功率转换系统310的示意图。混合功率转换系统310包括混合转换器300、第一PWM控制器301、第二PWM控制器302、第一电阻器R1及第二电阻器R2。图17的PWM控制器可以根据本文的任何实施例来实施。
在所示实施例中，混合转换器300包括第一半功率级P1及第二半功率级P2，其以类似于图2A的混合转换器111的方式实施。第一半功率级P1及第二半功率级P2形成第一功率级。这些半级中也存在节点SW1、SW2及MID1以及第一输出电容器COUT1。第一PWM控制器301为第一半功率级P1及第二半功率级P2产生PWM控制信号A、A'、B、B'、C及D。尽管图17中未显示，但也可以包括用于第一电感器L1及第二电感器L2的电流感测电路。
混合转换器310进一步包括第三半功率级P3及第四半功率级P4。在此实施例中，第三半功率级P3及第四功率级P4形成第二功率级，且因此混合转换器310使用两个级来实施。
第三半功率级P3包括第九功率晶体管Q9、第十功率晶体管Q10、第十一功率晶体管Q11、第十二功率晶体管Q12、第三电感器L3及第三飞行电容器Cfly3。此外，第四半功率级P4包括第十三功率晶体管Q13、第十四功率晶体管Q14、第十五功率晶体管Q15、第十六功率晶体管Q16、第四电感器L4及第四飞行电容器Cfly4。这些半级中也存在节点SW3、SW4及MID2以及第二输出电容器COUT2。第二PWM控制器302为第三半功率级P3及第四半功率级P4产生PWM控制信号E、E'、F、F'、G及H。尽管图17中未显示，但也可以包括用于第三电感器L3及第四电感器L4的电流感测电路。在此实施例中，所有四个半功率级P1-P4均以共享的VIN及共享的VO操作。
本文的教导适用于不仅包括两个功率级(例如，图17的实施例中的两个功率级)，而且也包括其他数量的功率级的混合转换器。
第一PWM控制器301及第二PWM控制器302以共享ITH(在由阈值调节电路调节之前)、共享的软启动(SS)信号以及由电阻器R1及R2形成的输出分压器产生的共享的反馈信号FB操作。第一PWM控制器301也自输出CLKOUT向第二PWM控制器302的输入CLKIN提供时钟信号，以帮助协调PWM信号的时序并匹配调节器开关频率。SS信号可用于提供软启动。例如，电流源可以包括在每个PWM控制器中，并可以连接至片外电容器，以允许SS信号电压平稳斜升。此外，电压调节环路将反馈FB调节至SS或内部参考REF，以较低者为准，使得输出电压线性斜升。尽管描述了软启动的一个实例，但存在其他实施方式。本文的任何实施例均可以软启动操作。
图18是用于图17的混合功率转换系统310的具有电感器失配、飞行电容器失配、比较器失配及电流感测增益失配的瞬时性能模拟的一个实例。
如图18所示，混合功率转换系统310在存在负载电流阶跃的情况下提供稳定调节。
图19A是根据另一实施例的混合功率转换系统420的示意图。混合功率转换系统420包括混合转换器411及PWM控制器112。
图19A的混合功率转换系统420类似于图8的混合功率转换系统420，除了混合功率转换系统420示出了混合转换器的不同实施方式。特别地，相较于图8所示的混合转换器111，图19A的混合转换器411进一步包括连接在中间节点MID与接地之间的电容器COPT。
本文的PWM控制方案适用于以多种方式实施的混合转换器。
图19B是根据另一实施例的混合功率转换系统430的示意图。混合功率转换系统430包括混合转换器421及PWM控制器112。
相较于图8的混合转换器111，图19B的混合转换器421包括连接功率晶体管Q2的源极与功率晶体管Q7的漏极的第一导体MID1以及连接功率晶体管Q6的源极与功率晶体管Q3的漏极的第二导体MID2。以这种方式实施混合转换器421增强了半级之间的转换器平衡。
图19C是根据另一实施例的混合功率转换系统440的示意图。混合功率转换系统440包括混合转换器431及PWM控制器112。
相较于图19B的混合转换器421，图19C的混合转换器431包括连接在MID1与接地之间的第一电容器COPT1以及连接在MID2与接地之间的第二电容器COPT2。
应用
采用上述方案的装置可以在广泛的应用中实施至各种电子装置中，包括但不限于总线转换器、大电流分布式电源系统、电信系统、数据通信系统、储存系统及汽车系统。因此，可以用本文的混合功率转换系统实施的电子装置的实例包括但不限于通信系统、消费电子产品、电子测试设备、通信基础设施、服务器、汽车等。
结论
前面的描述可能将元件或特征称为“连接”或“耦合”在一起。如本文所用，除非另有明确说明，否则“连接”意指一个元件/特征直接或间接连接至另一元件/特征，而不一定是机械连接。类似地，除非另有明确说明，否则“耦合”意指一个元件/特征直接或间接耦合至另一元件/特征，而不一定是机械连接。因此，尽管图中所示的各种示意图描绘了元件及组件的示例性布置，但在实际实施例中可以存在额外的中间元件、装置、特征或组件(假设所描绘的电路的功能不会受到不利影响)。
尽管已经描述了某些实施例，但这些实施例仅通过实例的方式呈现，并且不旨在限制本公开的范围。实际上，本文描述的新颖设备、方法及系统可以各种其他形式来实施；此外，在不脱离本公开的精神的情况下，可以对本文描述的方法及系统的形式进行各种省略、替换及改变。例如，尽管所公开的实施例以给定的布置呈现，但替代实施例可以用不同的组件和/或电路拓扑来执行类似的功能，并且一些元件可以被删除、移动、添加、细分、组合和/或修改。这些元件中的每一者均可以各种不同的方式实施。上述各种实施例的元件及动作的任何合适组合可以经组合以提供进一步的实施例。因此，本发明的范围仅通过参考所附权利要求来限定。
尽管此处提出的权利要求是以单一的从属形式提交给USPTO，但应当理解，任何权利要求均可以依赖于任何相同类型的在先权利要求，除非在技术上明显不可行。

Claims (20)

1.一种功率转换系统，其包含：
功率转换器，被配置为基于输入电压产生经调节的输出电压，其中所述功率转换器包含第一电感器、第一电容器及被配置为控制所述第一电感器与所述第一电容器的电性连接性的第一组开关；及
脉宽调变(PWM)控制器，包含：阈值产生电路，其被配置为基于所述经调节的输出电压产生阈值信号；第一阈值调节电路，其被配置为通过基于所述输入电压及所述第一电容器的电压调节所述阈值信号来产生第一经调节的阈值信号；第一比较器，其被配置为将通过所述第一电感器的电流与所述第一经调节的阈值信号进行比较；以及开关控制电路，其被配置为基于所述第一比较器的输出产生用于控制所述第一组开关的至少一个控制信号。
2.根据权利要求1所述的功率转换系统，其中所述第一电感器、所述第一电容器及所述第一组开关被布置为第一半功率级，并且所述功率转换器进一步包含被布置为第二半功率级的第二电感器、第二电容器及第二组开关，其中所述第一阈值调节电路可操作来补偿所述第一半功率级与所述第二半功率级之间的失配。
3.根据权利要求1所述的功率转换系统，其中所述功率转换器进一步包含第二电感器、第二电容器及第二组开关，并且其中所述PWM控制器进一步包含第二比较器，并且所述开关控制电路进一步被配置为基于所述第二比较器的输出来控制所述第二组开关。
4.根据权利要求3所述的功率转换系统，其中所述第一阈值调节电路可操作来补偿所述第一比较器与所述第二比较器之间的失配。
5.根据权利要求3所述的功率转换系统，进一步包含第二阈值调节电路，所述第二阈值调节电路被配置为通过基于所述输入电压及所述第二电容器的电压调节所述阈值信号来产生第二经调节的阈值信号，其中所述第二比较器被配置为将通过所述第二电感器的电流与所述第二经调节的阈值信号进行比较。
6.根据权利要求5所述的功率转换系统，其中所述第一阈值调节电路包括被配置为放大所述第一电容器的所述电压与所述输入电压的一部分之间的差的第一增益电路，并且所述第二阈值调节电路包括被配置为放大所述第二电容器的所述电压与所述输入电压的所述部分之间的差的第二增益电路。
7.根据权利要求6所述的功率转换系统，其中所述输入电压的所述部分对应于所述输入电压的约一半。
8.根据权利要求1所述的功率转换系统，其中所述第一阈值调节电路包括：第一增益电路，其被配置为放大所述第一电容器的所述电压与所述输入电压的一部分之间的差；以及第一限制器，其被配置为基于所述第一增益电路的输出调节所述阈值信号。
9.根据权利要求8所述的功率转换系统，其中所述第一阈值调节电路进一步包括第一抽样电容器及第一抽样开关，所述第一抽样开关被配置为在抽样阶段期间向所述抽样电容器提供所述第一电容器的所述电压。
10.根据权利要求8所述的功率转换系统，其中所述第一阈值调节电路进一步包括第一差动放大器，所述第一差动放大器包括耦合在所述第一电容器两端的差动输入及耦合至所述第一增益电路的第一输入的输出。
11.根据权利要求10所述的功率转换系统，其中所述第一阈值调节电路进一步包括分压器，所述分压器连接在所述输入电压与接地电压之间，并且被配置为向所述第一增益电路的第二输入提供经分开的输入电压。
12.根据权利要求1所述的功率转换系统，其中所述阈值产生电路包括：分压器，其被配置为基于所述经调节的输出电压产生反馈电压；以及转导放大器，其被配置为基于所述反馈电压与参考电压之间的差产生所述阈值信号。
13.根据权利要求1所述的功率转换系统，其中所述第一组开关包括第一功率晶体管、第二功率晶体管、第三功率晶体管及第四功率晶体管，其中所述第一功率晶体管、所述第二功率晶体管及所述第三功率晶体管串联连接在所述输入电压与开关节点之间，所述第四功率晶体管连接在所述开关节点与接地电压之间，所述第一电容器连接在所述第一功率晶体管的源极与所述开关节点之间，并且所述第一电感器连接在所述开关节点与所述经调节的输出电压之间。
14.一种功率转换方法，其包含：
使用功率转换器基于输入电压产生经调节的输出电压，所述功率转换器包括第一电感器、第一电容器及用于控制所述第一电感器与所述第一电容器的电性连接性的第一组开关；
使用阈值产生电路基于所述经调节的输出电压产生阈值信号；
使用第一阈值调节电路通过基于所述输入电压及所述第一电容器的电压调节所述阈值信号来产生第一经调节的阈值信号；
使用第一比较器将通过所述第一电感器的电流与所述第一经调节的阈值信号进行比较；及
基于所述第一比较器的输出控制所述第一组开关。
15.根据权利要求14所述的方法，其进一步包含：基于所述输入电压及所述功率转换器的第二电容器的电压产生第二经调节的阈值信号，使用第二比较器将通过所述功率转换器的第二电感器的电流与所述第二经调节的阈值信号进行比较，以及基于所述第二比较器的输出控制所述功率转换器的第二组开关。
16.根据权利要求14所述的方法，其中产生所述第一经调节的阈值信号包括放大所述第一电容器的所述电压与所述输入电压的一部分之间的差，以及使用限制器限制经放大的所述差。
17.一种脉宽调变(PWM)控制器，其包含：
阈值产生电路，被配置为基于功率转换器的经调节的输出电压产生阈值信号；
第一阈值调节电路，被配置为通过基于所述功率转换器的输入电压及所述功率转换器的第一电容器电压调节所述阈值信号来产生第一经调节的阈值信号；
第一比较器，被配置为将所述功率转换器的第一电感器电流与所述第一经调节的阈值信号进行比较；及
开关控制电路，被配置为基于所述第一比较器的输出为所述功率转换器产生至少一个开关控制信号。
18.根据权利要求17所述的PWM控制器，其进一步包含：第二阈值调节电路，被配置为通过基于所述输入电压及所述功率转换器的第二电容器电压调节所述阈值信号来产生第二经调节的阈值信号；以及第二比较器，被配置为将所述功率转换器的第二电感器电流与所述第二经调节的阈值信号进行比较，所述开关控制电路进一步被配置为基于所述第二比较器的输出来产生所述至少一个开关控制信号。
19.根据权利要求18所述的PWM控制器，其中所述第一阈值调节电路包括被配置为放大所述第一电容器的所述电压与所述输入电压的一部分之间的差的第一增益电路，并且所述第二阈值调节电路包括被配置为放大所述第二电容器电压与所述输入电压的所述部分之间的差的第二增益电路。
20.根据权利要求17所述的PWM控制器，其中所述第一阈值调节电路包括：第一增益电路，其被配置为放大所述第一电容器电压与所述输入电压的一部分之间的差；以及第一限制器，其被配置为基于所述第一增益电路的输出调节所述阈值信号。
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