CN114696620A - 谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置 - Google Patents

谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置 Download PDF

Info

Publication number
CN114696620A
CN114696620A CN202011637004.2A CN202011637004A CN114696620A CN 114696620 A CN114696620 A CN 114696620A CN 202011637004 A CN202011637004 A CN 202011637004A CN 114696620 A CN114696620 A CN 114696620A
Authority
CN
China
Prior art keywords
est
current
circuit
excitation
primary side
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202011637004.2A
Other languages
English (en)
Inventor
范永滔
陈双全
舒为亮
毛云鹤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN202011637004.2A priority Critical patent/CN114696620A/zh
Priority to EP21913353.5A priority patent/EP4262076A4/en
Priority to PCT/CN2021/125072 priority patent/WO2022142608A1/zh
Publication of CN114696620A publication Critical patent/CN114696620A/zh
Priority to US18/343,899 priority patent/US20230361685A1/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/32—Arrangements for controlling wound field motors, e.g. motors with exciter coils
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1555—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only for the generation of a regulated current to a load whose impedance is substantially inductive
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请实施例提供一种谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置，涉及供电技术领域，用于对旋转变压器输出的电流和电压进行控制的过程中，简化旋转变压器的副边电路。该谐振电源中，桥电路与电源电连接，桥电路用于根据驱动信号，将电源提供的直流电转换成方波信号。LC串联谐振网络与桥电路和原边绕组电连接，LC串联谐振网络用于将方波信号转换成交流电，并输出至原边绕组，交流电包括输入电压Vt和输入电流Ir。整流桥与副边绕组电连接，整流桥用于将副边绕组上的交流电转换成直流电。原边反馈励磁供电控制器用于接收输入电压Vt和输入电流Ir，并向桥电路输出上述驱动信号。

Description

谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置
技术领域
本申请涉及供电技术领域，尤其涉及一种谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置。
背景技术
目前，电机广泛应用于电子及自动化设备行业中。无刷电励磁同步电机中，采用励磁绕组代替永磁铁，提供转轴上的恒定磁场，从而可以提高电机在高速工况下的效率并减少对稀土的依赖。并且，该无刷电励磁同步电机中，还采用旋转变压器代替电滑环向励磁绕组供电。
为了无刷电励磁同步电机的输出特性，例如转速、输出功率等进行控制，可以对旋转变压器输出的电流和电压进行采集，以控制与旋转变压器的原边电连接的电路，实现对旋转变压器输出电信号的闭环控制。然而该旋转变压器的副边与励磁绕组相连，因此会随着励磁绕组一起高速运转。这样一来，需要在旋转变压器副边增加大量的检测以及通讯电路，使得旋转变压器副边的器件数量较多，电路较复杂。旋转变压器副边电路在高速旋转的过程中，产生较大的离心力，该离心力、转轴及电机本体产生的热量会对旋转变压器副边电路的可靠性造成影响。
发明内容
本申请提供一种谐振电源、原边反馈励磁供电控制器方法、控制装置，用于对旋转变压器输出的电流和电压进行控制的过程中，简化旋转变压器的副边电路。
为达到上述目的，本申请采用如下技术方案：
本申请的一方面，提供一种谐振电源。该谐振电源包括变压器、桥电路、LC串联谐振网络、整流桥以及原边反馈励磁供电控制器。变压器包括原边绕组和副边绕组。桥电路与电源电连接，桥电路用于根据驱动信号，将电源提供的直流电转换成方波信号。LC串联谐振网络与桥电路和原边绕组电连接，LC串联谐振网络用于将方波信号转换成交流电，并输出至原边绕组，交流电包括输入电压Vt和输入电流Ir。整流桥与副边绕组电连接，整流桥用于将副边绕组上的交流电转换成直流电。原边反馈励磁供电控制器与原边绕组、桥电路以及LC串联谐振网络电连接。原边反馈励磁供电控制器用于接收输入电压Vt和输入电流Ir，并向桥电路输出上述驱动信号。该驱动信号可以用于驱动整流桥将副边绕组上的交流电转换成直流电。这样一来，一方面，原边反馈励磁供电控制器能够接收输入电压Vt和输入电流Ir，并向桥电路输出驱动信号，可以对桥电路进行闭环控制，调整桥电路输出信号的频率和占空比，使其与目标值相匹配，从而使得谐振电源的输出电压和输出电流与目标值相匹配。又一方面，该原边反馈励磁供电控制器与原边绕组电连接，能够简化变压器中副边电路的结构，避免原边反馈励磁供电控制器随着转轴一起高速运转时，受到高离心率和高温的影响。
可选的，原边反馈励磁供电控制器用于接收输入电压Vt和输入电流Ir，并向桥电路输出驱动信号包括：原边反馈励磁供电控制器用于计算励磁电感Lm.est，根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，并向桥电路输出驱动信号。这样一来，通过上述原边反馈励磁供电控制器就可以计算出谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，达到对无刷电励磁同步电机的输出特性，例如转速、输出功率进行控制的目的。另一方面，原边反馈励磁供电控制器能够根据输出电压Vo.est和输出电流Io.est向桥电路输出驱动信号，以对桥电路进行闭环控制，调整桥电路输出信号的频率和占空比，使其与目标值相匹配。
可选的，原边反馈励磁供电控制器包括采样电路、反馈电路以及原边控制电路。与原边绕组电连接，采集电路用于采集输入电压Vt和输入电流Ir。反馈电路与采集电路电连接，用于根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算励磁电压Vm.est、励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est，并根据计算出的励磁电压Vm.est、原边电流Ipri.est计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，
Figure BDA0002878772600000021
Figure BDA0002878772600000022
Ipri.est＝Ir-Im.est；
此外，原边控制电路与反馈电路和桥电路电连接，用于计算励磁电感Lm.est，并将原边绕组的漏感Llk1以及计算出励磁电感Lm.est传输至反馈电路。由于励磁电流Im.est以及原边电流Ipri.est与计算出的励磁电感Lm.est有关，实际的励磁电感Lm的数值会随着气隙距离的变化，而发生较大的变化，从而与计算出的励磁电感Lm.est之间具有差异。因此通过上述原边控制电路可以根据需要计算励磁电感Lm.est，以对励磁电感Lm.est进行实时的修正，从而使得反馈电路计算出的原边电流Ipri.est与励磁电感Lm.est的数值更准确。进而有利于提高最终获得的计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est精度。
可选的，LC串联谐振网络中谐振电感的感值为Lr，谐振电容的容值为Cr。原边控制电路还用于计算桥电路的振荡频率fr。
其中，
Figure BDA0002878772600000023
原边控制电路用于计算励磁电感Lm.est包括：原边控制电路用于将桥电路的工作频率fsw与振荡频率fr进行比对，当fsw＜fr时，在桥电路的开关周期T中的采集阶段Tcal内，将桥电路当前开关周期T的中，反馈电路计算出的励磁电流的绝对值|Im.est|与输入电流的绝对值|Ir|进行比对；当|Im.est|＞|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est增大，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至反馈电路。这样一来，当原边控制器判断出|Im.est|＞|Ir|时，该原边控制器可以增大桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est，使得反馈电路计算得出的励磁电流Im.est与实际的励磁电流Im.true相同或近似相同，从而使得|Im.est|＝|Ir|。进而使得反馈电路计算出的原边电流Ipri.est为零，与实际原边电流Ipri相同。此外，当|Im.est|＜|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est减小，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至反馈电路。这样一来，当原边控制器判断出|Im.est|＜|Ir|时，该原边控制器可以减小桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est，使得进而使得反馈电路计算出的原边电流Ipri.est为零，与实际原边电流Ipri相同。当|Im.est|＝|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至反馈电路；其中，Tcal＝T/2-Tf/2，Tf＝1/fr。这样一来，当原边控制器判断出|Im.est|＝|Ir|时，反馈电路计算出的原边电流Ipri.est为零，与实际原边电流Ipri相同。此时，原边控制器计算出的励磁电感Lm.est与实际的励磁电感相同或近似相同，因此该原边控制器可以将上一次提供至反馈电路的励磁电感Lm.est再次输出至该反馈电路，达到对励磁电感Lm.est进行过修正的目的。
可选的，原边控制电路用于计算励磁电感Lm.est包括：原边控制电路用于判断反馈电路计算出的原边电流Ipri.est为零时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至反馈电路。这样一来，当原边控制器判断出原边电流Ipri.est为零，与实际原边电流Ipri相同。此时，原边控制器计算出的励磁电感Lm.est与实际的励磁电感相同或近似相同，因此该原边控制器可以将上一次提供至反馈电路的励磁电感Lm.est再次输出至该反馈电路，达到对励磁电感Lm.est进行过修正的目的。
可选的，反馈电路包括：电压运算电路、电流运算电路以及输出电压电流运算电路。电压运算电路与采集电路和原边控制电路电连接，用于根据输入电压Vt、输入电流Ir以及原边控制电路提供的原边绕组的漏感Llk1计算出励磁电压Vm.est。电流运算电路与电压运算电路和原边控制电路电连接，用于根据励磁电压Vm.est和原边控制电路计算出的励磁电感Lm.est，计算励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est。输出电压电流运算电路与电压运算电路、电流运算电路以及原边控制电路电连接，用于根据励磁电压Vm.est、原边电流Ipri.est计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。这样一来，通过电压运算电路可以计算得出励磁电压Vm.est，通过电流运算电路可以计算得出励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est，通过输出电压电流运算电路可以计算得出输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
可选的，电压运算电路包括微分器、第一运算放大器和第二运算放大器。其中，微分器与采集电路电连接，用于获取输入电流Ir的变化率。第一运算放大器与微分器和原边控制电路电连接，将输入电流Ir的变化率与原边绕组的漏感Llk1相乘，获得Llk1×(dIr/dt)。第二运算放大器，与第一运算放大器和采集电路电连接，用于计算输入电压Vt与第一运算放大器输出的Llk1×(dIr/dt)的差值，作为励磁电压Vm.est。电压运算电路的功能可以通过微分器、第一运算放大器和第二运算放大器这些硬件电子元器件实现。
可选的，电流运算电路包括第三运算放大器、积分器以及第四运算放大器。第三运算放大器与第二运算放大器和原边控制电路电连接，用于获取原边控制电路计算出的励磁电感Lm.est的倒数与励磁电压Vm.est的乘积。积分器与第三运算放大器电连接，用于对励磁电压Vm.est进行积分，得出励磁电流Im.est。第四运算放大器与积分器和采集电路电连接，用于计算输入电流Ir与励磁电流Im.est的差值，作为原边电流Ipri.est。这样一来，电流运算电路的功能可以通过电流运算电路包括第三运算放大器、积分器以及第四运算放大器这些硬件电子元器件实现。
可选的，输出电压电流运算电路包括：第五运算放大器、第一低通滤波器、第六运算放大器、第二低通滤波器以及运算处理电路。第五运算放大器与第二运算放大器电连接，用于计算励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|。第一低通滤波器，与第五运算放大器电连接，用于计算励磁电压Vm.est的绝对值的平均值|Vm.est|avg。第六运算放大器，与第四运算放大器电连接，用于计算原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|。第二低通滤波器，与第六运算放大器电连接，用于计算原边电流Ipri.est的绝对值的平均值|Ipri.est|avg。运算处理电路，与第五运算放大器、第一低通滤波器、第六运算放大器以及第二低通滤波器电连接。当原边控制电路判断出fsw≥fr时，运算处理电路用于根据桥电路的一个开关周期T内励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg、原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及原边绕组和副边绕组的匝数比K，计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，
Figure BDA0002878772600000041
当原边控制电路判断出fsw＜fr时，运算处理电路用于在桥电路的半个开关周期T内，从多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|，并根据原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及变压器原边绕组和副边绕组的匝数比K，计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，
Figure BDA0002878772600000042
这样一来，输出电压电流运算电路的功能可以通过第五运算放大器、第一低通滤波器、第六运算放大器、第二低通滤波器以及运算处理电路这些硬件电子元器件实现。此外，通过对桥电路的振荡频率fr与桥电路的工作频率fsw进行比对，并根据不同的比对结果，采用不同的方式计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，可以减小计算出的输出电压Vo.est和输出电流Io.est的误差，实现高精度原边反馈。
本申请的另一方面，提供一种原边反馈励磁供电控制器。该原边反馈励磁供电控制器可以集成于芯片内。该原边反馈励磁供电控制器与谐振电源中的桥电路、LC串联谐振网络以及变压器的原边绕组电连接。原边反馈励磁供电控制器用于接收LC串联谐振网络提供的输入电压Vt和输入电流Ir，并向桥电路输出驱动信号。驱动信号用于驱动桥电路将电源提供的直流电转换成方波信号。该原边反馈励磁供电控制器与前述实施例提供的谐振电源具有相同的技术效果，此处不再赘述。
可选的，原边反馈励磁供电控制器用于接收LC串联谐振网络提供的输入电压Vt和输入电流Ir，并向桥电路输出驱动信号包括：原边反馈励磁供电控制器用于计算励磁电感Lm.est，根据LC串联谐振网络提供的输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。该原边反馈励磁供电控制器计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est的技术效果与前述实施例相同，此处不再赘述。
可选的，原边反馈励磁供电控制器包括采样电路、反馈电路以及原边控制电路。与原边绕组电连接，采集电路用于采集输入电压Vt和输入电流Ir。反馈电路与采集电路电连接，用于根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算励磁电压Vm.est、励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est，并根据计算出的励磁电压Vm.est、原边电流Ipri.est计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，
Figure BDA0002878772600000043
Figure BDA0002878772600000044
Ipri.est＝Ir-Im.est；
此外，原边控制电路与反馈电路和桥电路电连接，用于计算励磁电感Lm.est，并将原边绕组的漏感Llk1以及计算出励磁电感Lm.est传输至反馈电路。采样电路、反馈电路以及原边控制电路的技术效果同上所述，此处不再赘述。
可选的，LC串联谐振网络中谐振电感的感值为Lr，谐振电容的容值为Cr。原边控制电路还用于计算桥电路的振荡频率fr。
其中，
Figure BDA0002878772600000051
原边控制电路用于计算励磁电感Lm.est包括：原边控制电路用于将桥电路的工作频率fsw与振荡频率fr进行比对，当fsw＜fr时，在桥电路的开关周期T中的采集阶段Tcal内，将桥电路当前开关周期T的中，反馈电路计算出的励磁电流的绝对值|Im.est|与输入电流的绝对值|Ir|进行比对；当|Im.est|＞|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est增大，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至反馈电路。此外，当|Im.est|＜|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est减小，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至反馈电路。当|Im.est|＝|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至反馈电路；其中，Tcal＝T/2-Tf/2，Tf＝1/fr。对励磁电感Lm.est进行修正过程的技术效果同上所述，此处不再赘述。
可选的，原边控制电路用于计算励磁电感Lm.est包括：原边控制电路用于判断反馈电路计算出的原边电流Ipri.est为零时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至反馈电路。对励磁电感Lm.est进行修正过程的技术效果同上所述，此处不再赘述。
可选的，反馈电路包括：电压运算电路、电流运算电路以及输出电压电流运算电路。电压运算电路与采集电路和原边控制电路电连接，用于根据输入电压Vt、输入电流Ir以及原边控制电路提供的原边绕组的漏感Llk1计算出励磁电压Vm.est。电流运算电路与电压运算电路和原边控制电路电连接，用于根据励磁电压Vm.est和原边控制电路计算出的励磁电感Lm.est，计算励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est。输出电压电流运算电路与电压运算电路、电流运算电路以及原边控制电路电连接，用于根据励磁电压Vm.est、原边电流Ipri.est计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。电压运算电路、电流运算电路以及输出电压电流运算电路的技术效果同上所述，此处不再赘述。
可选的，电压运算电路包括微分器、第一运算放大器和第二运算放大器。其中，微分器与采集电路电连接，用于获取输入电流Ir的变化率。第一运算放大器与微分器和原边控制电路电连接，将输入电流Ir的变化率与原边绕组的漏感Llk1相乘，获得Llk1×(dIr/dt)。第二运算放大器，与第一运算放大器和采集电路电连接，用于计算输入电压Vt与第一运算放大器输出的Llk1×(dIr/dt)的差值，作为励磁电压Vm.est。电压运算电路的功能可以通过微分器、第一运算放大器和第二运算放大器这些硬件电子元器件实现。
可选的，电流运算电路包括第三运算放大器、积分器以及第四运算放大器。第三运算放大器与第二运算放大器和原边控制电路电连接，用于获取原边控制电路计算出的励磁电感Lm.est的倒数与励磁电压Vm.est的乘积。积分器与第三运算放大器电连接，用于对励磁电压Vm.est进行积分，得出励磁电流Im.est。第四运算放大器与积分器和采集电路电连接，用于计算输入电流Ir与励磁电流Im.est的差值，作为原边电流Ipri.est。这样一来，电流运算电路的功能可以通过电流运算电路包括第三运算放大器、积分器以及第四运算放大器这些硬件电子元器件实现。
可选的，输出电压电流运算电路包括：第五运算放大器、第一低通滤波器、第六运算放大器、第二低通滤波器以及运算处理电路。第五运算放大器与第二运算放大器电连接，用于计算励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|。第一低通滤波器，与第五运算放大器电连接，用于计算励磁电压Vm.est的绝对值的平均值|Vm.est|avg。第六运算放大器，与第四运算放大器电连接，用于计算原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|。第二低通滤波器，与第六运算放大器电连接，用于计算原边电流Ipri.est的绝对值的平均值|Ipri.est|avg。运算处理电路，与第五运算放大器、第一低通滤波器、第六运算放大器以及第二低通滤波器电连接。当原边控制电路判断出fsw≥fr时，运算处理电路用于根据桥电路的一个开关周期T内励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg、原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及原边绕组和副边绕组的匝数比K，计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，
Figure BDA0002878772600000061
当原边控制电路判断出fsw＜fr时，运算处理电路用于在桥电路的半个开关周期T内，从多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|，并根据原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及变压器原边绕组和副边绕组的匝数比K，计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，
Figure BDA0002878772600000062
这样一来，输出电压电流运算电路的功能可以通过第五运算放大器、第一低通滤波器、第六运算放大器、第二低通滤波器以及运算处理电路这些硬件电子元器件实现。此外，通过对桥电路的振荡频率fr与桥电路的工作频率fsw进行比对，并根据不同的比对结果，采用不同的方式计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，可以减小计算出的输出电压Vo.est和输出电流Io.est的误差，实现高精度原边反馈。
本申请的另一方面，提供一种应用于上述任意一种反馈励磁供电控制器的控制方法。控制方法包括：计算励磁电感Lm.est，根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。向桥电路输出驱动信号。该谐振电源的控制方法，具有与前述实施例提供的谐振电源相同的技术效果，此处不再赘述。
可选的，根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及励磁电感Lm.est，计算输出电压Vo.est和输出电流Io.est包括：采集输入电压Vt和输入电流Ir。接下来，计算励磁电感Lm.est，并将原边绕组的漏感Llk1以及计算出励磁电感Lm.est传输至反馈电路。接下来，根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算励磁电压Vm.est、励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est；
其中，
Figure BDA0002878772600000063
Figure BDA0002878772600000064
Ipri.est＝Ir-Im.est；
接下来，根据计算出的励磁电压Vm.est、原边电流Ipri.est计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。由于励磁电流Im.est以及原边电流Ipri.est与计算出的励磁电感Lm.est有关，实际的励磁电感Lm的数值会随着气隙距离的变化，而发生较大的变化，从而与计算出的励磁电感Lm.est之间具有差异。因此通过上述原边控制电路可以根据需要计算励磁电感Lm.est，以对励磁电感Lm.est进行实时的修正，从而使得反馈电路计算出的原边电流Ipri.est与励磁电感Lm.est的数值更准确。进而有利于提高最终获得的计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est精度。
可选的，LC串联谐振网络中谐振电感的感值为Lr，谐振电容的容值为Cr。上述控制方法还包括：计算桥电路的振荡频率fr。
其中，
Figure BDA0002878772600000071
所述计算所述励磁电感Lm.est包括：将桥电路的工作频率fsw与振荡频率fr进行比对，当fsw＜fr时，在桥电路的开关周期T中的采用阶段Tcal内，将桥电路当前开关周期T的中，反馈电路计算出的励磁电流的绝对值|Im.est|与输入电流的绝对值|Ir|进行比对。当|Im.est|＞|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est增大，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至反馈电路。当|Im.est|＜|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est减小，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至反馈电路。当|Im.est|＝|Ir|时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至反馈电路。其中，Tcal＝T/2-Tf/2，Tf＝1/fr。对励磁电感Lm.est进行修正过程的技术效果同上所述，此处不再赘述。
可选的，计算励磁电感Lm.est包括：判断反馈电路计算出的原边电流Ipri.est为零时，将桥电路当前开关周期T中，反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至反馈电路，获取励磁电感Lm.est的修正值的技术效果同上所述，此处不再赘述。
可选的，当fsw≥fr时，根据计算出的励磁电压Vm.est、原边电流Ipri.est计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est包括：计算桥电路的一个开关周期T内，励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg、原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg。并根据励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg、原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及原边绕组和变压器的副边绕组的匝数比K，计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，
Figure BDA0002878772600000072
当fsw≥fr时，采用励磁电压Vm.est的平均值|Vm.|avg以及原边电流Ipri.est的平均值|Ipri.est|avg，分别计算输出电压Vo.est和输出电流Io.est的技术效果同上所述，此处不再赘述。
可选的，当fsw＜fr时，根据计算出的励磁电压Vm.est、原边电流Ipri.est计算谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est包括：在桥电路的一个开关周期T内，计算原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，并在半个开关周期T中，连续获取多个励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|以及多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|。从多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中，得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|。根据原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|、原边电流Ipri绝对值的平均值|Ipri|avg以及变压器原边绕组和副边绕组的匝数比K，计算输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，
Figure BDA0002878772600000081
当fsw＜fr时，采用与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|以及原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri|avg，分别计算输出电压Vo.est和输出电流Io.est的技术效果同上所述，此处不再赘述。
本申请的另一方面，提供一种控制装置，包括负载以及如上所述的任意一种谐振电源，谐振电源与负载电连接。控制装置具有与前述实施例提供的谐振电源相同的技术效果，此处不再赘述。
可选的，负载包括电励磁绕组。控制装置还包括转轴和电枢绕组。转轴与电励磁绕组相连接。电枢绕组与电励磁绕组和谐振电源中的原边反馈励磁供电控制器电连接，用于产生驱动转轴转动的旋转磁场，电枢绕组还用于根据原边反馈励磁供电控制器计算出的谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，以及原边反馈励磁供电控制器中预设的谐振电源的输出电压和输出电流，控制原边反馈励磁供电控制器输出驱动信号。这样一来，该谐振电源中的原边反馈励磁供电控制器与变压器的原边绕组电连接，不会随着无刷电励磁同步电机中的转轴转动而转动，从而能够在提高计算精度的同时，能够简化变压器中，跟随转轴旋转的副边电路的结构，并减小器件随着转轴高速转动而发生失效的几率
本申请的另一方面，提供一种计算机可读存储介质，包括计算机指令，当计算机指令在原边反馈励磁供电控制器上运行时，使得原边反馈励磁供电控制器执行上所述的任意一种的控制方法。该计算机可读存储介质具有与前述实施例提供的原边反馈励磁供电控制器相同的技术效果，此处不再赘述。
本申请的另一方面，提供一种计算机程序产品，包括计算机指令，当计算机指令在控制装置中的原边反馈励磁供电控制器上运行时，使得原边反馈励磁供电控制器执行如上所述的任意一种的控制方法。该计算机程序产品具有与前述实施例提供的原边反馈励磁供电控制器相同的技术效果，此处不再赘述。
附图说明
图1A为本申请实施例提供的另一种控制装置的结构示意图；
图1B为本申请实施例提供的桥电路输出的一种方波信号的示意图；
图2为本申请实施例提供的另一种控制装置的结构示意图；
图3为本申请实施例提供的另一种控制装置的结构示意图；
图4为本申请实施例提供的一种控制装置的控制方法流程图；
图5为图4中S101的具体步骤示意图；
图6为本申请实施例提供的另一种控制装置的结构示意图；
图7为本申请实施例提供的另一种控制装置的结构示意图；
图8为图7中电压运算电路的一种结构示意图；
图9为图7中电压运算电路和电流运算电路的一种结构示意图；
图10为本申请实施例提供输入电流、计算出的励磁电流以及实际励磁电流的一种波形图；
图11为图5中S202的具体步骤示意图；
图12为图4中S102的具体步骤示意图；
图13A为本申请实施例提供励磁电压、输出电压反映到原边的电压、以及原边电流的一种波形图；
图13B为本申请实施例提供励磁电压以及原边电流的另一种波形图；
图14为本申请实施例提供的另一种控制装置的结构示意图；
图15为本申请实施例提供的一种输出电压和输出电流的误差波形图；
图16为本申请实施例提供的一种输出电压的误差波形图。
附图标记：
01-控制装置；100-电源；10-谐振电源；11-变压器；110-原边绕组；111-副边绕组；20-负载；30-整流器；120-桥电路；121-LC串联谐振网络；40-原边反馈励磁供电控制器；21-电枢绕组；22-电驱控制器；401-采集电路；402-反馈电路；403-原边控制电路；412-电压运算电路；422-电流运算电路；432-输出电压电流运算电路；51-微分器；61-第一运算放大器；62-第二运算放大器；63-第三运算放大器；64-第四运算放大器；52-积分器；65-第五运算放大器；71-第一低通滤波器；66-第六运算放大器；72-第二低通滤波器；70-运算处理电路；200-数字信号处理器。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。
以下，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。
在本申请中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。此外，术语“电连接”可以是直接的电性连接，也可以是通过中间媒介间接的电性连接。
本申请实施例提供一种控制装置01，如图1A所示，控制装置01可以包括谐振电源10、负载20。谐振电源10用于向负载20进行供电，以驱动负载20工作。上述该谐振电源10可以包括变压器11、桥电路120、LC串联谐振网络121、整流器30、输出电容Co以及原边反馈励磁供电控制器40。该变压器11包括原边绕组110和副边绕组111。
桥电路120与电源100电连接。该桥电路120用于根据原边反馈励磁供电控制器40输出的驱动信号Sd，将电源100提供的直流电转换成如图1B所示的方波信号Vhb。LC串联谐振网络121与桥电路120和原边绕组110电连接。在本申请的一些实施例中，上述桥电路120可以为全桥电路或者半桥电路。桥电路120中包括多个金属氧化物半导体(metal oxidesemiconductor，MOS)晶体管。LC串联谐振网络121可以包括串联的谐振电感Lr和谐振电容Cr。
在此情况下，桥电路120接收到原边反馈励磁供电控制器40输出的驱动信号Sd，能够控制桥电路120中MOS晶体管的导通和截止的时长(即，MOS晶体管的开关频率，以下称为桥电路120的工作频率fsw)，使得桥电路120能够将电源100的直流电转换成上述方波信号Vhb。因此，通过上述驱动信号Sd可以控制该方波信号Vhb的频率和占空比。如图1B所示，方波信号Vhb具有多个开关周期T，该开关周期T与桥电路120中MOS晶体管的开关频率fsw之间满足：fsw＝1/T。
此外，上述方波信号Vhb可以对LC串联谐振网络121中的电感Lr和谐振电容Cr的充放电过程进行控制。在电感Lr和谐振电容Cr充放电的过程中，LC串联谐振网络121能够将上述方波信号Vhb转换成交流电，并输出至原边绕组110。该LC串联谐振网络121输出的交流电可以包括输入电压Vt和输入电流Ir。该交流电的波形可以近似为正弦波。
基于此，如图1A所示，上述LC串联谐振网络121输出的交流电中的输入电压Vt施加至变压器11的原边绕组110，且上述输入电流Ir流过原边绕组110时，该原边绕组110上会产生变化的磁场，副边绕组111在磁场中感应生成交变电流。
此外，谐振电源10中的该整流器30电连接于副边绕组111与负载20之间，输出电容Co的一端和整流器30、负载20电连接，另一端接地。整流器30能够将副边绕组111输出的交流电转换成直流电，并通过输出电容Co稳定的传输至负载20，以对负载20进行供电。整流桥30输出的直流电包括谐振电源10实际的输出电压Vo和输出电流Io。
如图1A所示的变压器11为理想变压器模型的结构。然而，变压器11在实际工作过程中，原边绕组110产生的磁场中的磁力线不是都会通过副边绕组111，从而产生漏磁。这样一来，变压器11中存在产生漏磁的电感称为漏感。此外，原边绕组110具有初始电感，可以称为励磁电感Lm。
在此情况下，变压器11的非理性变压器模型的结构如图2所示，可以看出该变压器11还包括原边绕组110的漏感Llk1、副边绕组111反馈到原边的漏感Llk2、以及励磁电感Lm。其中，谐振电感Lr与原边绕组110的漏感Llk1串联，励磁电感Lm与副边绕组111反馈到原边的漏感Llk2并联后再与原边绕组110的漏感Llk1串联。
需要说明的是，副边绕组111反馈到原边的漏感Llk2是指，当原边绕组110的匝数为Np，副边绕组111的匝数为Ns时，可以通过副边绕组111的漏感Llk2’计算出副边绕组111反馈到原边的漏感Llk2。Llk2＝Llk2’×(Np/Ns)2。
在本申请的一些实施例中，上述控制装置01可以为无刷电励磁同步电机。在此情况下，如图3所示，该无刷电励磁同步电机的励磁绕组可以作为如图2所示的负载20。此外，上述无刷电励磁同步电机还可以包括电枢绕组21、电驱控制器22以及转轴(图中未示出)。
其中，作为负载20的励磁绕组可以设置于转轴上，当在谐振电源10向励磁绕组供电时，产生恒定的磁场。电驱控制器22与电枢绕组21电连接，该电驱控制器22能够向电枢绕组21供电，并控制电枢绕组21产生驱动转轴转动的旋转磁场。当转轴转动时，与该转轴相连接的励磁绕组(即，负载20)、上述整流器30以及变压器11的副边绕组111作为该控制装置01的旋转部分会跟随转轴一起转动。
需要说明的是，上述电驱控制器22可以采用单独的电源对其进行供电，或者还可以与桥电路120所电连接的电源100共用。
为了无刷电励磁同步电机的输出特性，例如转速、输出功率等进行控制，如图3所示，上述原边反馈励磁供电控制器40可以与原边绕组110、桥电路120以及LC串联谐振网络121电连接。该原边反馈励磁供电控制器40可以用于接收上述输入电压Vt和输入电流Ir，并向桥电路120输出上述驱动信号Sd。该驱动信号可以用于驱动桥电路120将电源100的直流电转换成上述方波信号Vhb。这样一来，原边反馈励磁供电控制器可以对桥电路120进行闭环控制，调整桥电路120输出信号的频率和占空比，使其与目标值相匹配，从而使得谐振电源10的输出电压和输出电流与目标值相匹配。此外，该原边反馈励磁供电控制器40与原边绕组110电连接，能够简化变压器中副边电路的结构。具体的，该原边反馈励磁供电控制器40可以用于计算励磁电感Lm.est，根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，并向桥电路120输出上述驱动信号Sd。
需要说明的是，本申请实施例中，原边反馈励磁供电控制器40计算出的参数的下标采用“est”进行标识。
此外，上述电驱控制器22还可以与原边反馈励磁供电控制器40电连接，该电驱控制器22用于根据原边反馈励磁供电控制器40内部预先设置的输出电压和输出电流的预设值，以及原边反馈励磁供电控制器40计算出的谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，向原边反馈励磁供电控制器40提供控制信号，以控制原边反馈励磁供电控制器40输出的驱动信号Sd，最终使得作为负载20的励磁绕组上的电压与上述输出电压的预设值相同或近似相同，励磁绕组上的电流与上述输出电流的预设值相同或近似。
上述是以控制装置01为无刷电励磁同步电机，无刷电励磁同步电机中的励磁绕组作为上述负载20为例进行的说明。在本申请的另一些实施例中，上述控制装置01可以为车载充电设备，该控制装置01中的负载20可以为车载充电电池。或者，上述控制装置01可以为服务器供电设备，该控制装置01中的负载20可以为服务器。又或者，上述控制装置01可以为机械旋转臂供电设备，该控制装置01中的负载20可以为机械旋转臂。又或者，上述控制装置01可以为发光二极管(light emitting diode，LED)供电设备，该控制装置01中的负载20可以为LED。以下为了方便说明，均是以控制装置01为无刷电励磁同步电机，无刷电励磁同步电机中的励磁绕组作为上述负载20为例。
以下结合上述原边反馈励磁供电控制器40的控制方法，对该原边反馈励磁供电控制器40的结构进行说明。本申请实施例中，上述原边反馈励磁供电控制器40的控制方法包括如图4所示的S101和S102。
S101、计算励磁电感Lm.est，根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
在本申请的一些实施例中，上述S101可以包括如图5所示的S201～S204。
S201、采集输入电压Vt和输入电流Ir。
上述原边反馈励磁供电控制器40可以包括如图6所示的采集电路401。该采集电路401与原边绕组110电连接。采集电路401用于执行上述S201，以采集输入电压Vt和输入电流Ir。
S203、根据输入电压Vt、输入电流Ir、原边绕组的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，计算励磁电压Vm.est、励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est。
上述原边反馈励磁供电控制器40可以包括如图6所示的反馈电路402和原边控制电路403。该反馈电路402可以与采集电路401和原边控制电路403电连接。该反馈电路402用于接收采集电路401采集到的输入电压Vt和输入电流Ir，并接收原边控制电路403提供的原边绕组110的漏感Llk1以及计算出的励磁电感Lm.est，以执行上述S203。
需要说明的是，上述原边绕组110的漏感Llk1的预估值可以事先存储于原边控制电路403中。
为了使得反馈电路402能够执行上述S203，在本申请的一些实施例中，上述反馈电路402可以包括如图7所示的电压运算电路412以及电流运算电路422。其中，电压运算电路412可以与采集电路401和原边控制电路403电连接。该电压运算电路412用于接收采集电路401采集到的输入电压Vt和输入电流Ir，以及原边控制电路403提供的原边绕组110的漏感Llk1。并且，根据输入电压Vt、输入电流Ir以及原边绕组的漏感Llk1计算出励磁电压Vm.est。计算出的励磁电压Vm.est可以满足一下公式(1)。
Figure BDA0002878772600000111
基于此，在本申请的一些实施例中，构成上述电压运算电路412的硬件结构可以如图8所示，该电压运算电路412可以包括：微分器51、第一运算放大器61以及第二运算放大器62。其中，微分器51与采集电路401电连接。该微分器51用于接收采集电路401采集到的Ir，并获取输入电流Ir的变化率dIr/dt。
第一运算放大器61与微分器51和原边控制电路403电连接。该第一运算放大器61用于将输入电流Ir的变化率dIr/dt与原边绕组110的漏感Llk1相乘，从而获得Llk1×(dIr/dt)。第二运算放大器62与第一运算放大器61和采集电路401电连接。该第二运算放大器62用于计算采集电路401提供的输入电压Vt与第一运算放大器61输出的Llk1×(dIr/dt)的差值，作为励磁电压Vm.est，从而得到上述公式(1)。其中，上述原边绕组110的漏感Llk1的数值可以作为第一运算放大器61的运放增益。
需要说明的是，图8是以先通过微分器51计算输入电流Ir的变化率dIr/dt，然后通过第一运算放大器61获得Llk1×(dIr/dt)为例进行的说明。在此情况下，第一运算放大器61位于微分器51和第二运算放大器62之间。或者，在本申请的另一些实施例中，可以先通过第一运算放大器61获得Llk1×Ir，然后再通过微分器51或者Llk1×(dIr/dt)。在此情况下，微分器51电连接于第一运算放大器61和第二运算放大器62之间。
此外，图7中的反馈电路402中的电流运算电路422可以与电压运算电路412和原边控制电路403电连接。该电流运算电路422用于根据电压运算电路412计算的励磁电压Vm.est和原边控制电路403计算出的励磁电感Lm.est，计算励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est。其中，计算出的励磁电流Im.est满足以下公式(2)，计算出的原边电流Ipri.est满足以下公式(3)。
Figure BDA0002878772600000121
Ipri.est＝Ir-Im.est； (3)
基于此，在本申请的一些实施例中，构成上述电流运算电路422的硬件结构可以如图9所示，该电流运算电路422可以包括第三运算放大器63、积分器52以及第四运算放大器64。其中，第三运算放大器63可以与第二运算放大器62和原边控制电路403电连接。该第三运算放大器63用于获取原边控制电路403输出的励磁电感Lm.est的倒数(1/Lm.est)与励磁电压Vm.est的乘积，即获得Vm.est×(1/Lm.est)。其中，上述原边控制电路403输出的励磁电感Lm.est的数值可以作为第三运算放大器63的运放增益。
积分器52与第三运算放大器63电连接。该积分器52用于对励磁电压Vm.est进行积分，得出励磁电流Im.est，以获得上述公式(2)。此外，第四运算放大器64与积分器52和采集电路402电连接。该第四运算放大器64用于计算采集电路402输出的输入电流Ir与积分器52输出的励磁电流Im.est的差值，作为原边电流Ipri.est，以获得上述公式(3)。
需要说明的是，图9是以先通过第三运算放大器63计算Vm.est×(1/Lm.est)，然后通能过积分器52对励磁电压Vm.est进行积分，得出励磁电流Im.est。在此情况下，积分器52位于第三运算放大器63和第四运算放大器64之间。或者，在本申请的另一些实施例中，可以先通过积分器52对励磁电压Vm.est进行积分，然后通过第三运算放大器63计算积分器52的积分结果与励磁电感Lm.est的倒数(1/Lm.est)的乘积，得出励磁电流Im.est。此时，第三运算放大器63可以位于积分器52与第四运算放大器64之间。
由上述公式(1)可知，励磁电压Vm.est与原边绕组110的漏感Llk1有关。由公式(2)以及公式(3)可知，励磁电流Im.est与励磁电感Lm.est有关。并且，原边电流Ipri.est可以由励磁电流Im.est获得，因此原边电流Ipri.est与励磁电感Lm.est有关。
基于此，变压器11在不同的安装公差下，或者，运输、使用过程中，变压器11的副边绕组111的理想轴线位置与实际轴线位置之间具有不同的气隙距离。示例的，如表1所示，副边绕组111的径向偏差、原边绕组110的漏感Llk1以及实际的励磁电感Lm跟随气隙距离的变化而变化。
表1
Figure BDA0002878772600000131
由表1可知，当气隙距离不同时，原边绕组110的漏感Llk1的数值变化不大的，但是实际的励磁电感Lm的数值变化受该气隙距离的影响较大。因此，当气隙距离变化时，由于上述电压运算电路412计算出的励磁电压Vm.est与原边绕组110的漏感Llk1有关，因此，该励磁电压Vm.est的数值不会随着气隙距离的变化，而发生较大的变化。所以电压运算电路412计算出的励磁电压Vm.est的数值较为准确。
然而，由于励磁电流Im.est以及原边电流Ipri.est与计算出的励磁电感Lm.est有关，由于实际的励磁电感Lm的数值会随着气隙距离的变化，而发生较大的变化，导致计算出的励磁电流Im.est与实际的励磁电流Im.true的数值会出现偏差。如图10所示，利用上述电流运算电路422通过公式(2)计算出的励磁电流Im.est的波形，与实际的励磁电流Im.true的波形之间具有偏差。所以在电流运算电路422计算励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est之前，需要对励磁电感的初始预估值或者之前计算出的励磁电感Lm.est进行实时的修正，从而使得电流运算电路422计算出的原边电流Ipri.est与励磁电感Lm.est的数值更准确。进而有利于提高最终获得的计算谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est精度。
原边控制电路403在对励磁电感Lm.est进行修正的过程中，可以通过对如图9所示的第三运算放大器63中电阻的阻值进行调节，达到对该第三运算放大器63的运放增益(即励磁电感Lm.est的数值)进行调整的目的。
基于此，为了对励磁电感Lm.est进行实时的修正，可以执行上述S203之前，执行以下步骤S203。
S202、计算励磁电感Lm.est，并将计算出励磁电感Lm.est以及原边绕组的漏感Llk1传输至反馈电路402。
由上述可知，励磁电感Lm.est的初始预估值可以存储于如图7所示的原边控制电路403内。基于此，在本申请的一些实施例中，可以在原边控制电路403内部设置一修正周期。该修正周期可以包括至少一个桥电路120的开关周期T。在此情况下，在每个修正周期，原边控制电路403可以执行上述S202，以对励磁电感Lm.est进行计算。
或者，在本申请的另一些实施例中，图3所示的电驱控制器22可以计算原边反馈励磁供电控制器40内部预先设置的输出电压(或输出电流)的预设值，与原边反馈励磁供电控制器40计算出的输出电压Vo.est(或输出电流Io.est)之间的差值。当该差值超出预设的阈值时，电驱控制器22可以向原边反馈励磁供电控制器40中的原边控制电路403输出修正指令，以使得原边控制电路403根据该修正指令执行上述S202，以对励磁电感Lm.est进行计算。
当原边控制电路403执行上述S202后，反馈电路402能够执行上述S203的过程中，该反馈电路402中如图7所示的电流运算电路422可以采用修正后的励磁电感Lm.est对励磁电流Im.est以及原边电流Ipri.est进行计算。
图1B所示，在桥电路120的每个开关周期T中，桥电路120中的MOS晶体管的波形存在一定的采集阶段Tcal。该采集阶段Tcal中，方波信号Vhb的电压由饱和导通状态(高电平)到截止关断状态(低电平)，或者由截止关断状态(低电平)到饱和导通状态(高电平)，MOS晶体管的开关态处于即将转换的状态。此外，在该采集阶段Tcal，实际流过变压器11的原边绕组110的电流，即实际的原边电流Ipri为零，导致变压器11的副边电路，例如整流器30反映回原边会呈开路状态。此时，如图10所示，实际的励磁电流Im.true的波形与输入电流Ir的波形重叠，即Im.true＝Ir。
在此情况下，这样一来，在上述采集阶段Tcal，原边控制电路403可以计算励磁电感Lm.est，并输出至反馈电路402，使得反馈电路402计算出的励磁电流Im.est与输入电流Ir的接近或相同，即使得计算出的励磁电流Im.est与实际的励磁电流Im.true相同。此时，计算出的原边电流Ipri.est与实际的原边电流Ipri相同，均为零，达到提高计算精度的目的。
基于此，为了判断谐振电源10是否处于采集阶段Tcal，原边控制电路403执行上述S203之前，该原边控制电路403的控制方法还可以包括：原边控制电路403可以计算桥电路120的振荡频率fr，满足以下公式(4)。
Figure BDA0002878772600000141
在此情况下，上述原边控制电路403执行上述S202的过程可以包括：将桥电路120的工作频率fsw(1/T)与振荡频率fr进行比对，当fsw＜fr时，该谐振电源10具有上述采集阶段Tcal，此时，可以计算励磁电感Lm.est。
由上述可知，当fsw＜fr时，实际的原边电流Ipri为零，实际的励磁电流Im.true的波形与输入电流Ir的波形重叠，即实际的励磁电流Im.true与输入电流Ir的数值相同。因此，图7所示的原边控制电路403，可以根据电流运算电路422提供的励磁电流Im.est以及采样电路401提供的输入电流Ir，将桥电路120当前开关周期T的励磁电流的绝对值|Im.est|与输入电流的绝对值|Ir|进行比对，对励磁电感Lm.est的大小进行调整，以使得在计算公差允许的范围内，|Im.est|＝|Ir|。这样一来，将原边控制电路403计算出的励磁电感Lm.est代入上述公式(3)时，计算出的励磁电流的绝对值|Im.est|与上述实际的励磁电流的绝对值|Im.true|相同，或者近似相同，进而使得计算出的原边电流Ipri.est与实际的原边电流Ipri相同，均为零。
以下对当原边控制电路403判断出fsw＜fr时，原边控制电路403计算励磁电感Lm.est的方法进行举例说明。上述S202可以包括如图11所示的S301～S306。
S301、判断fsw＜fr。
原边控制电路403开始计算桥电路120的振荡频率fr，并将工作频率fsw与振荡频率fr进行比对。当fsw＜fr时，执行S302，当fsw≥fr时，执行结束步骤。
S302、在桥电路120的开关周期T中的采集阶段Tcal内，采集输入电流Ir以及励磁电流Im.est。具体的，当fsw＜fr时，在桥电路120开关周期T的采集阶段Tcal中，任意一个时刻内，原边控制电路403可以获取电流运算电路422计算出的励磁电流Im.est，以及该励磁电流的绝对值|Im.est|。
其中，Tcal＝T/2-Tf/2，Tf＝1/fr。这样一来，当fsw＜fr时，原边控制电路403可以在桥电路120的半个开关周期T中，经过半个谐振周期Tf之后的时间段内的任意一个时刻，即上述采集阶段Tcal中的任意一个时刻，采集电流运算电路422计算出的励磁电流Im.est。例如，当fsw＜fr时，且原边控制电路403可以在桥电路120中的MOS晶体管转换开关态之前的瞬间(例如，在桥电路120中的MOS晶体管转换开关态之前400ns)，采集电流运算电路422计算出的励磁电流Im.est。
此外，如图7所示，原边控制电路403还与上述采集电路401电连接，该原边控制器403可以接收来自该采集电路401的输入电流Ir，以及该输入电流的绝对值|Ir|。
S303、将|Im.est|与|Ir|进行比对。
上述原边控制器403可以将|Im.est|与|Ir|进行比对，当|Im.est|＞|Ir|时，执行S304，当|Im.est|＜|Ir|时，执行S305，当|Im.est|＝|Ir|时，执行S306。
S304、将桥电路120当前开关周期T中，反馈电路402接收到的励磁电感Lm.est增大，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至该反馈电路402。
当原边控制器403判断出|Im.est|＞|Ir|时，为了使得反馈电路402计算出的原边电流Ipri.est与实际的原边电流Ipri相同，均为零。该原边控制器403可以增大桥电路120当前开关周期T中，反馈电路402接收到的励磁电感Lm.est，使得反馈电路402通过公式(2)计算得出的励磁电流Im.est与实际的励磁电流Im.true相同或近似相同，从而使得|Im.est|＝|Ir|。进而使得反馈电路402通过上述公式(3)计算出的原边电流Ipri.est为零，与实际原边电流Ipri相同。
在本申请的一些实施例中，为了使得原边控制器403能够对励磁电感Lm.est进行修正，可以设定一固定的电感调节值。原边控制器403可以在执行S304时，在原有计算出的或者预先设置的励磁电感Lm.est大小的基础上，增加上述电感调节值，以使得|Im.est|＝|Ir|。此外，该原边控制器403内部还可以设置励磁电感Lm.est的修正范围，使得励磁电感Lm.est的修正值始终能够位于该修正范围内。上述修正范围可以确保谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est在产品使用过程中允许的参数范围内。
S305、将桥电路120当前开关周期T中，反馈电路402接收到的励磁电感Lm.est减小，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至该反馈电路402。
当原边控制器403判断出|Im.est|＜|Ir|时，为了使得反馈电路402计算出的原边电流Ipri.est与实际的原边电流Ipri相同，均为零。该原边控制器403可以减小桥电路120当前开关周期T中，反馈电路402接收到的励磁电感Lm.est，使得反馈电路402通过公式(2)计算得出的励磁电流Im.est与实际的励磁电流Im.true相同或近似相同，从而使得|Im.est|＝|Ir|。进而使得反馈电路402通过上述公式(3)计算出的原边电流Ipri.est为零，与实际原边电流Ipri相同。此外，该计算出的励磁电感Lm.est始终能够位于上述修正范围内。
S306、将桥电路120当前开关周期T中，反馈电路402接收到的励磁电感Lm.est输出至该反馈电路402。
当原边控制器403判断出|Im.est|＝|Ir|时，反馈电路402通过上述公式(3)计算出的原边电流Ipri.est为零，与实际原边电流Ipri相同。此时，原边控制器403计算出的励磁电感Lm.est与实际的励磁电感相同或近似相同，因此该原边控制器403可以将上一次提供至反馈电路402的励磁电感Lm.est再次输出至该反馈电路402。
执行上述S304～S306之后，原边控制器403可以向电流运算电路422输出计算出的励磁电感Lm.est。这样一来，在下一次对励磁电感Lm.est进行修正之前，电流运算电路422在采用公式(2)计算励磁电流Im.est的过程中，可以采用上述计算出的励磁电感Lm.est。从而可以使得电流运算电路422计算出的励磁电流Im.est以及原边电流Ipri.est更加准确。
或者，在本申请的另一些实施例中，原边控制器403计算励磁电感Lm.est的修正值的方法可以为，原边控制电路403判断反馈电路402计算出的原边电流Ipri.est为零时，将桥电路120当前开关周期T中，反馈电路402接收到的励磁电感Lm.est输出至反馈电路402。
这样一来，当原边控制电路403判断反馈电路402计算出的原边电流Ipri.est为零时，该计算出的原边电流Ipri.est与实际的原边电流Ipri相同，均为零。此时，原边控制器403计算出的励磁电感Lm.est与实际的励磁电感相同或近似相同，因此该原边控制器403可以将上一次提供至反馈电路402的励磁电感Lm.est再次输出至该反馈电路402。
需要说明的是，由上述可知，变压器11在不同的安装公差下，或者，运输、使用过程中，变压器11的副边绕组111的理想轴线位置与实际轴线位置之间具有不同的气隙距离，实际励磁电感Lm的数值变化受该气隙距离的影响较大。因此，在谐振电源10或者整个控制装置01出厂之前，原边控制器403可以计算出励磁电感Lm.est，使得计算的励磁电感Lm.est与实际的励磁电感相同或近似相同，以减小由于安装公差导致计算的励磁电感Lm.est与实际的励磁电感Lm的数值之间差异较大的问题。
或者，当谐振电源10或者整个控制装置01在运输至目的地后，原边控制器403可以计算励磁电感Lm.est，以减小由于运输导致计算所需的励磁电感Lm.est与实际励磁电感Lm的数值之间的差距。此外，当谐振电源10或者整个控制装置01运送至目的地，并投入正常运转之后，谐振电源10或者整个控制装置01的机械部件之间可以处于稳定的状态，此时实际励磁电感Lm的数值处于稳定。此时，原边控制器403可以停止计算励磁电感Lm.est。或者，当谐振电源10或者整个控制装置01的机械部件处于稳定的状态时，实际励磁电感Lm的数值处于稳定，此时，如果计算得到的谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est未达到预设的精度要求，说明变压器11的副边绕组111的实际轴线位置已经严重出现偏差。如图3所示的原边反馈励磁供电控制器40或者电驱控制器22可以发出报警信号。该报警信号用于指示用户对变压器11的副边绕组111的实际轴线位置进行调整，使其与理想轴线位置接近。
当计算励磁电感Lm.est后，如图7所示的反馈电路402还用于执行以下S204。
S204、根据励磁电压Vm.est、原边电流Ipri.est计算谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
该反馈电路402如图7所示可以包括输出电压电流运算电路432。该输出电压电流运算电路432与电压运算电路412、电流运算电路422以及原边控制电路403电连接。该输出电压电流运算电路432用于接收电压运算电路412输出的励磁电压Vm.est，电流运算电路422输出的原边电流Ipri.est，并执行上述S204。
输出电压电流运算电路432执行上述S204之前，原边控制电路403可以计算桥电路120的振荡频率fr，并执行如图12所示的步骤S401，将工作频率fsw与振荡频率fr进行比对。根据工作频率fsw与振荡频率fr的比对结果，输出电压电流运算电路432执行上述S204的过程，可以包括如图12所示的S402～S405。其中，当fsw≥fr时，执行S403，当fsw＜fr时，执行S402。
S403、计算桥电路120的一个开关周期T内励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg，以及原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg。
当原边控制电路403(如图7所示)判断出fsw≥fr时，如图13A所示，励磁电压Vm.est的波形在该开关周期T中，具有交流分量。该交流分量主要由变压器11中的副边绕组111反馈到原边的漏感Llk2引起，且该交流分量在一个开关周期T内的平均电压为零。因此，副边绕组111反馈到原边的漏感Llk2对励磁电压Vm.est的影响可以忽略。
此时，当fsw≥fr时，变压器11的副边绕组111上的交流电压反映回原边(通过匝数比K换算后)时，可以与励磁电压Vm.est相同。由上述可知，整流器30将副边绕组111上的交流电转换成直流电后，才可以作为谐振电源10的输出电压Vo.est。因此，上述输出电压电流运算电路432可以计算出桥电路120的一个开关周期T内励磁电压的绝对值(absolute value，abs)|Vm.est|。然后，再计算一个开关周期T内各个励磁电压的绝对值的平均值|Vm.est|avg。从而可以通过该励磁电压的绝对值的平均值|Vm.est|avg计算上述谐振电源10的输出电压Vo.est。由上述可知，励磁电压Vm.est的数值不会随着气隙距离的变化，而发生较大的变化，因此通过励磁电压Vm.est计算出的输出电压Vo.est的数值可以具有较高的精度。
此外，同理，当fsw≥fr时，变压器11的副边绕组111上的交流电流反映回原边(通过匝数比K换算)后，可以与原边电流Ipri.est相同。由上述可知，整流器30将副边绕组111上的交流电转换成直流电后，才可以作为谐振电源10的输出电流Io.est。因此，输出电压电流运算电路432可以计算出桥电路120的一个开关周期T内原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|。然后，再计算一个开关周期T内各个原边电流Ipri.est的绝对值的平均值|Ipri.est|avg。从而可以通过该原边电流Ipri.est的绝对值的平均值|Ipri.est|avg，计算上述谐振电源10的输出电流Io.est。
在此情况下，如图14所示，该输出电压电流运算电路432可以包括第五运算放大器65和第一低通滤波器(low pass filter，LPF)71、第六运算放大器66、第二低通滤波器72以及运算处理电路70。
该第五运算放大器65可以与第二运算放大器62和运算处理电路70电连接。该第五运算放大器65用于计算励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|，并输出至运算处理电路70。上述第一低通滤波器71与第五运算放大器65和运算处理电路70电连接。该第一低通滤波器71用于接收该第五运算放大器65提供的励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|，计算该励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg，并将计算结果输出至运算处理电路70。
第六运算放大器66可以与第四运算放大器64和运算处理电路70电连接。该第六运算放大器66用于计算原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|，并输出至运算处理电路70。第二低通滤波器72可以与第六运算放大器66和运算处理电路70电连接。该第二低通滤波器72用于接收该第六运算放大器66提供的原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|，计算该原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，并将计算结果输出至运算处理电路70。
S405、根据原边绕组110和副边绕组111的匝数比K，计算谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
当fsw≥fr时，输出电压电流运算电路432执行上述S403之后，如图14所示，该输出电压电流运算电路432中的运算处理电路70可以根据第一低通滤波器71计算得到的励磁电压Vm.est的绝对值的平均值|Vm.est|avg，以及原边绕组110和副边绕组111的匝数比K(K＝Np/Ns)，计算出上述输出电压Vo.est。该输出电压Vo.est满足以下公式：
Figure BDA0002878772600000181
此外，当fsw≥fr时，输出电压电流运算电路432执行上述S403之后，如图14所示，该输出电压电流运算电路432中的运算处理电路70可以根据第二低通滤波器72计算得到的原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及原边绕组110和副边绕组111的匝数比K(K＝Np/Ns)，计算出上述输出电流Io.est。该输出电流Io.esr满足以下公式：
Figure BDA0002878772600000182
S402、计算桥电路120的一个开关周期T内原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，并在桥电路120的半个开关周期(T/2)中，连续获取多个励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|以及多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|。
当原边控制电路403(如图7所示)判断出fsw＜fr时，桥电路120的一个开关周期T中具有如图13B所示的采集阶段Tcal。由上述可知，在该采集阶段Tcal，实际流过变压器11的原边绕组110的电流，即原边电流Ipri如图13B所示为零。变压器11的副边电路，例如整流器30反映回原边会呈开路状态，该变压器11副边电路会出现电流死区。此时，励磁电压Vm.est的绝对值的平均值|Vm.est|avg会叠加入整流器30的开路电压。因此，采用励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg，计算上述输出电压Vo.est，得到的输出电压Vo.est的数值不准确。
此外，如图13B所示，当fsw＜fr时(在上述采集阶段Tcal内)，原边电流Ipri.est为零，原边电流Ipri.est的斜率(dIpri.est/dt)为零。并且，在开关周期T的每半个周期(T/2)中，原边电流Ipri.est在其峰值位置处的斜率(dIpri.est/dt)也为零。此时，原边电流Ipri.est在其峰值位置处所对应的励磁电压Vm.est，在图13B所示的A点与输出电压Vo.est反映回原边的电压(Np/Ns)×Vo.est相同。因此，可以采用原边电流Ipri.est在其峰值位置处所对应的励磁电压Vm.est计算输出电压Vo.est。
在此情况下，输出电压电流运算电路432在执行上述S402时，如图14所示，输出电压电流运算电路432中的运算处理电路70，在开关周期T的半个周期(T/2)中，可以通过第五运算放大器65连续获取多个励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|。并且，运算处理电路70还可以通过第六运算放大器66连续获取多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|。
S404、从多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|。
当输出电压电流运算电路432执行上述S404的过程中，如图14所示，输出电压电流运算电路432中的运算处理电路70，可以从多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max。此外，该输入输出电压电流运算电路432还可以获取与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|。
接下来，在输出电压电流运算电路432执行S404之后，该输出电压电流运算电路432中的运算处理电路70可以执行上述S405，以根据原边绕组110和副边绕组111的匝数比K(K＝Np/Ns)，以及与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|，计算出上述输出电压Vo.est。该输出电压Vo.est满足以下公式：
Figure BDA0002878772600000183
此外，上述运算处理电路70可以根据原边绕组110和副边绕组111的匝数比K(K＝Np/Ns)，以及原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，计算出上述输出电流Io.est。该输出电流Io.est满足以下公式：
Figure BDA0002878772600000191
S102、向桥电路120输出驱动信号Sd。
如图7所示，反馈电路402中的输出电压电流运算电路432可以将计算出谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est传输至原边控制电路403，使得原边控制电路403在接收到输出电压Vo.est和输出电流Io.est后，在电驱控制器22(如图3所示)的控制下，可以执行上述S102。这样一来，如图14所示，原边控制电路403能够根据输出电压Vo.est和输出电流Io.est，在电驱控制器22的控制下，调整向桥电路120提供的驱动信号Sd，从而能够对谐振电源10进行闭环控制。
在本申请的一些实施例中，上述原边控制电路403和输出电压电流运算电路432中的运算处理电路70可以集成于同一个电子元器件，例如，该芯片可以为如图14所示的数字信号处理器200中。
由上述可知，本申请实施例提供的谐振电源10在对负载20进行供电的过程中，该谐振电源10中的原边反馈励磁供电控制器包括如图6所示的采集电路401、反馈电路402以及原边控制电路403。反馈电路402可以根据采集电路401采集输入电压Vt和输入电流Ir，原边控制电路403输出的励磁电感Lm.est以及原边绕组的漏感Llk1，计算励磁电压Vm.est和原边电流Ipri.est。此外，上述反馈电路402还可以根据励磁电压Vm.est和原边电流Ipri.est，计算谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
其中，当原边控制电路403对桥电路120的振荡频率fr与桥电路120的工作频率fsw进行比对的结果不同时，反馈电路402根据励磁电压Vm.est和原边电流Ipri.est，计算谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est的方式也不同。
例如，当fsw≥fr时，桥电路120的一个开关周期T内励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg可以直接用来计算输出电压Vo.est。因此，反馈电路402可以将计算出的桥电路120的一个开关周期T内励磁电压Vm.est的平均值|Vm.est|avg，结合原边绕组110和副边绕组111的匝数比K，计算输出电压Vo.est。此外，反馈电路402可以计算桥电路120的一个开关周期T内原边电流Ipri.est的平均值|Ipri.est|avg，结合上述匝数比K，计算输出电流Io.est。
此外，当fsw＜fr时，变压器11的副边电路，例如整流器30反映回原边会呈开路状态，此时，桥电路120的一个开关周期T内励磁电压Vm.est的平均值|Vm.est|avg会叠加入整流器30的开路电压，因此无法直接采用上述励磁电压Vm.est的平均值|Vm.est|avg来计算输出电压Vo.est。
在此情况下，为了提高输出电压Vo.est和输出电流Io.est的计算精度，反馈电路402可以在桥电路120的开关周期T的半个周期中，连续获取多个励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|以及多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|。然后，从多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max，以及与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|。接来下，反馈电路402可以根据与该峰值|Ipri|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|以及匝数比K计算出输出电压Vo.est。此外，反馈电路402可以根据原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg以及匝数比K计算出输出电流Io.est。
这样一来，采用本申请实施例提供的谐振电源10在获得输出电压Vo.est和输出电流Io.est的过程中，一方面，会通过原边控制电路403在桥电路120的开关周期T内，对励磁电感Lm.est进行修正。另一方面，通过对桥电路120的振荡频率fr与桥电路120的工作频率fsw进行比对，并根据不同的比对结果，采用不同的方式计算谐振电源10的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。因此，采用本申请实施例提供的谐振电源10获得的输出电压Vo.est的误差如图15中的曲线①所示，输出电流Io.est的误差如图15中的曲线②所示。由上述曲线①和曲线②可以看出当fsw＜fr时，或者，fsw≥fr时，输出电压Vo.est的误差的绝对值以及输出电流Io.est的误差的绝对值均可以小于1.5％。
相对于本申请而言，以桥电路120的工作频率fsw为50kHz为例，当原边控制电路403在桥电路120的开关周期T内，不对励磁电感Lm.est进行修正，而一直采用励磁电感的预估值时，如表2所示，输出电流Io.est的误差，会随着励磁电感Lm.est的误差的增大而增大。
表2
励磁电感L<sub>m.est</sub>的误差 输出电流I<sub>o.est</sub>的误差
0％ -1.12％
-30％ 8.57％
由表2可知，当变压器11在不同的安装公差下，或者运输、使用过程中，导致励磁电感Lm.est的误差的绝对值由0增大至30％，输出电流Io.est的误差的绝对值会由1.12％增大至8.57％，高于本申请中输出电流Io.est误差的绝对值(1.5％)。
此外，当fsw＜fr时，变压器11的副边电路，例如整流器30反映回原边会呈开路状态。此时，如果仍然采用上述励磁电压Vm.est的平均值|Vm.est|avg来计算输出电压Vo.est，如图16中的误差曲线②所示，该输出电压Vo.est由误差可以达到4％。
然而，本申请在fsw＜fr时，不再采用上述励磁电压Vm.est的平均值|Vm.est|avg来计算输出电压Vo.est。所以计算输出电压Vo.est，如图16中的误差曲线①所示，该输出电压Vo.est由误差可以在1％左右。因此，本申请提供的谐振电源10中，通过将原边反馈励磁供电控制器40与原边绕组110电连接，在简化变压器11中副边电路的基础上，还可以确保计算出的输出电压Vo.est、输出电流Io.est具有较高的精度，避免原边反馈励磁供电控制器40随着转轴一起高速运转时，受到高离心率和高温的影响。
上述是以原边反馈励磁供电控制器40的控制方法通过如图14所示的各种电子元器件实现为例进行的说明。或者，本申请实施例还提供一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质可以包括计算机指令。当计算机指令在控制装置01中的原边反馈励磁供电控制器40上运行时，使得原边反馈励磁供电控制器40执行上述控制方法。
此外，本申请实施例还提供一种计算机程序产品。该计算机程序产品包括计算机指令，当计算机指令在控制装置01中的原边反馈励磁供电控制器40上运行时，使得原边反馈励磁供电控制器40执行上述控制方法。
以上，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (28)

1.一种谐振电源，其特征在于，包括：
变压器，包括原边绕组和副边绕组；
桥电路，与电源电连接，用于根据驱动信号，将所述电源提供的直流电转换成方波信号；
LC串联谐振网络，与所述桥电路和所述原边绕组电连接，用于将所述方波信号转换成交流电，并输出至所述原边绕组；所述交流电包括输入电压Vt和输入电流Ir；
整流桥，与所述副边绕组电连接，用于将所述副边绕组上的交流电转换成直流电；
原边反馈励磁供电控制器，与所述原边绕组、所述桥电路以及所述LC串联谐振网络电连接，用于接收所述输入电压Vt和所述输入电流Ir，并向所述桥电路输出所述驱动信号。
2.根据权利要求1所述的谐振电源，其特征在于，原边反馈励磁供电控制器用于接收所述输入电压Vt和所述输入电流Ir，并向所述桥电路输出所述驱动信号包括：
所述原边反馈励磁供电控制器用于计算励磁电感Lm.est，根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir、所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出的所述励磁电感Lm.est，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，并根据所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est向所述桥电路输出所述驱动信号。
3.根据权利要求2所述的谐振电源，其特征在于，所述原边反馈励磁供电控制器包括：
采集电路，与所述原边绕组电连接，用于采集所述输入电压Vt和所述输入电流Ir；
反馈电路，与所述采集电路电连接，用于根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir、所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出的所述励磁电感Lm.est，计算励磁电压Vm.est、励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est，并根据计算出的所述励磁电压Vm.est、所述原边电流Ipri.est计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000011
Figure FDA0002878772590000012
Ipri.est＝Ir-Im.est；
原边控制电路，与所述反馈电路和所述桥电路电连接，用于计算所述励磁电感Lm.est，并将所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出所述励磁电感Lm.est传输至所述反馈电路。
4.根据权利要求3所述的谐振电源，其特征在于，所述LC串联谐振网络中谐振电感的感值为Lr，谐振电容的容值为Cr；所述原边控制电路还用于计算所述桥电路的振荡频率fr；
其中，
Figure FDA0002878772590000013
所述原边控制电路用于计算所述励磁电感Lm.est包括：
所述原边控制电路用于将所述桥电路的工作频率fsw与所述振荡频率fr进行比对，当fsw＜fr时，在所述桥电路的开关周期T中的采集阶段Tcal内，将所述桥电路当前开关周期T的中，所述反馈电路计算出的所述励磁电流的绝对值|Im.est|与所述输入电流的绝对值|Ir|进行比对；
当|Im.est|＞|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est增大，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至所述反馈电路；
当|Im.est|＜|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est减小，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至所述反馈电路；
当|Im.est|＝|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至所述反馈电路；
其中，Tcal＝T/2-Tf/2，Tf＝1/fr。
5.根据权利要求3所述的谐振电源，其特征在于，所述原边控制电路用于计算所述励磁电感Lm.est包括：
所述原边控制电路用于判断所述反馈电路计算出的所述原边电流Ipri.est为零时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的所述励磁电感Lm.est输出至所述反馈电路。
6.根据权利要求4或5所述的谐振电源，其特征在于，所述反馈电路包括：
电压运算电路，与所述采集电路和所述原边控制电路电连接，用于根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir以及所述原边控制电路提供的所述原边绕组的漏感Llk1计算出所述励磁电压Vm.est；
电流运算电路，与所述电压运算电路和所述原边控制电路电连接，用于根据所述励磁电压Vm.est和所述原边控制电路计算出的励磁电感Lm.est，计算所述励磁电流Im.est和所述原边电流Ipri.est；
输出电压电流运算电路，与所述电压运算电路、所述电流运算电路以及所述原边控制电路电连接，用于根据所述励磁电压Vm.est、所述原边电流Ipri.est计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
7.根据权利要求6所述的谐振电源，其特征在于，所述电压运算电路包括：
微分器，与所述采集电路电连接，用于获取所述输入电流Ir的变化率；
第一运算放大器，与所述微分器和所述原边控制电路电连接，将所述输入电流Ir的变化率与所述原边绕组的漏感Llk1相乘，获得Llk1×(dIr/dt)；
第二运算放大器，与所述第一运算放大器和所述采集电路电连接，用于计算所述输入电压Vt与所述第一运算放大器输出的Llk1×(dIr/dt)的差值，作为所述励磁电压Vm.est。
8.根据权利要求7所述的谐振电源，其特征在于，所述电流运算电路包括：
第三运算放大器，与所述第二运算放大器和所述原边控制电路电连接，用于获取所述原边控制电路计算出的所述励磁电感Lm.est的倒数与所述励磁电压Vm.est的乘积；
积分器，与第三运算放大器电连接，用于对所述励磁电压Vm.est进行积分，得出所述励磁电流Im.est；
第四运算放大器，与所述积分器和所述采集电路电连接，用于计算所述输入电流Ir与所述励磁电流Im.est的差值，作为所述原边电流Ipri.est。
9.根据权利要求8所述的谐振电源，其特征在于，所述输出电压电流运算电路包括：
第五运算放大器，与所述第二运算放大器电连接，用于计算所述励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|；
第一低通滤波器，与所述第五运算放大器电连接，用于计算所述励磁电压Vm.est的绝对值的平均值|Vm.est|avg；
第六运算放大器，与所述第四运算放大器电连接，用于计算所述原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|；
第二低通滤波器，与所述第六运算放大器电连接，用于计算所述原边电流Ipri.est的绝对值的平均值|Ipri.est|avg；
运算处理电路，与所述第五运算放大器、所述第一低通滤波器、所述第六运算放大器以及所述第二低通滤波器电连接；
当所述原边控制电路判断出fsw≥fr时，所述运算处理电路用于根据所述桥电路的一个开关周期T内所述励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg、所述原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及原边绕组和所述副边绕组的匝数比K，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000031
当所述原边控制电路判断出fsw＜fr时，所述运算处理电路用于在所述桥电路的半个开关周期T内，从多个所述原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|，并根据所述原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及变压器原边绕组和副边绕组的匝数比K，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000032
10.一种原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，与谐振电源中的桥电路、LC串联谐振网络以及变压器的原边绕组电连接；所述原边反馈励磁供电控制器用于接收所述LC串联谐振网络提供的输入电压Vt和输入电流Ir，并向所述桥电路输出驱动信号；所述驱动信号用于驱动所述桥电路将电源提供的直流电转换成方波信号。
11.根据权利要求10所述的原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，原边反馈励磁供电控制器用于接收所述LC串联谐振网络提供的输入电压Vt和输入电流Ir，并向所述桥电路输出所述驱动信号包括：
所述原边反馈励磁供电控制器用于计算励磁电感Lm.est，根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir、所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出的所述励磁电感Lm.est，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，并根据所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est向所述桥电路输出所述驱动信号。
12.根据权利要求11所述的原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，所述原边反馈励磁供电控制器包括：
采集电路，与所述原边绕组电连接，用于采集所述输入电压Vt和所述输入电流Ir；
反馈电路，与所述采集电路电连接，用于根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir、所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出的所述励磁电感Lm.est，计算励磁电压Vm.est、励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est，并根据计算出的所述励磁电压Vm.est、所述原边电流Ipri.est计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000033
Figure FDA0002878772590000041
Ipri.est＝Ir-Im.est；
原边控制电路，与所述反馈电路和所述桥电路电连接，用于计算所述励磁电感Lm.est，并将所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出所述励磁电感Lm.est传输至所述反馈电路。
13.根据权利要求12所述的原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，
所述LC串联谐振网络中谐振电感的感值为Lr，谐振电容的容值为Cr；所述原边控制电路还用于计算所述桥电路的振荡频率fr；
其中，
Figure FDA0002878772590000042
所述原边控制电路用于计算所述励磁电感Lm.est包括：所述原边控制电路用于将所述桥电路的工作频率fsw与所述振荡频率fr进行比对，当fsw＜fr时，在所述桥电路的开关周期T中的采用阶段Tcal内，将所述桥电路当前开关周期T的中，所述反馈电路计算出的所述励磁电流的绝对值|Im.est|与所述输入电流的绝对值|Ir|进行比对；
当|Im.est|＞|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est增大，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至所述反馈电路；
当|Im.est|＜|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est减小，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至所述反馈电路；
当|Im.est|＝|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至所述反馈电路；
其中，Tcal＝T/2-Tf/2，Tf＝1/fr。
14.根据权利要求12所述的原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，所述原边控制电路用于计算所述励磁电感Lm.est包括：
所述原边控制电路用于判断所述反馈电路计算出的所述原边电流Ipri.est为零时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的所述励磁电感Lm.est输出至所述反馈电路。
15.根据权利要求13或14所述的原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，所述反馈电路包括：
电压运算电路，与所述采集电路和所述原边控制电路电连接，用于根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir以及所述原边控制电路提供的所述原边绕组的漏感Llk1计算出所述励磁电压Vm.est；
电流运算电路，与所述电压运算电路和所述原边控制电路电连接，用于根据所述励磁电压Vm.est和所述原边控制电路计算出的励磁电感Lm.est，计算所述励磁电流Im.est和所述原边电流Ipri.est；
输出电压电流运算电路，与所述电压运算电路、所述电流运算电路以及所述原边控制电路电连接，用于根据所述励磁电压Vm.est、所述原边电流Ipri.est计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
16.根据权利要求15所述的原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，所述电压运算电路包括：
微分器，与所述采集电路电连接，用于获取所述输入电流Ir的变化率；
第一运算放大器，与所述微分器和所述原边控制电路电连接，将所述输入电流Ir的变化率与所述原边绕组的漏感Llk1相乘，获得Llk1×(dIr/dt)；
第二运算放大器，与所述第一运算放大器和所述采集电路电连接，用于计算所述输入电压Vt与所述第一运算放大器输出的Llk1×(dIr/dt)的差值，作为所述励磁电压Vm.est。
17.根据权利要求16所述的原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，所述电流运算电路包括：
第三运算放大器，与所述第二运算放大器和所述原边控制电路电连接，用于获取所述原边控制电路计算出的所述励磁电感Lm.est的倒数与所述励磁电压Vm.est的乘积；
积分器，与第三运算放大器电连接，用于对所述励磁电压Vm.est进行积分，得出所述励磁电流Im.est；
第四运算放大器，与所述积分器和所述采集电路电连接，用于计算所述输入电流Ir与所述励磁电流Im.est的差值，作为所述原边电流Ipri.est。
18.根据权利要求17所述的原边反馈励磁供电控制器，其特征在于，所述输出电压电流运算电路包括：
第五运算放大器，与所述第二运算放大器电连接，用于计算所述励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|；
第一低通滤波器，与所述第五运算放大器电连接，用于计算所述励磁电压Vm.est的绝对值的平均值|Vm.est|avg；
第六运算放大器，与所述第四运算放大器电连接，用于计算所述原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|；
第二低通滤波器，与所述第六运算放大器电连接，用于计算所述原边电流Ipri.est的绝对值的平均值|Ipri.est|avg；
运算处理电路，与所述第五运算放大器、所述第一低通滤波器、所述第六运算放大器以及所述第二低通滤波器电连接；
当所述原边控制电路判断出fsw≥fr时，所述运算处理电路用于根据所述桥电路的一个开关周期T内所述励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg、所述原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及原边绕组和变压器的副边绕组的匝数比K，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000051
当所述原边控制电路判断出fsw＜fr时，所述运算处理电路用于在所述桥电路的半个开关周期T内，从多个所述原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|，并根据所述原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及变压器原边绕组和副边绕组的匝数比K，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000052
19.一种应用于如权利要求10-18任一项所述的原边反馈励磁供电控制器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：
计算励磁电感Lm.est，根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir、所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出的所述励磁电感Lm.est，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
向所述桥电路输出驱动信号。
20.根据权利要求19所述的原边反馈励磁供电控制器的控制方法，其特征在于，
所述计算励磁电感Lm.est，根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir、所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出的所述励磁电感Lm.est，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est包括：
采集所述输入电压Vt和所述输入电流Ir；
计算所述励磁电感Lm.est，并将所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出所述励磁电感Lm.est传输至反馈电路；
根据所述输入电压Vt、所述输入电流Ir、所述原边绕组的漏感Llk1以及计算出的所述励磁电感Lm.est，计算励磁电压Vm.est、励磁电流Im.est和原边电流Ipri.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000061
Figure FDA0002878772590000062
Ipri.est＝Ir-Im.est；
根据计算出的所述励磁电压Vm.est、所述原边电流Ipri.est计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est。
21.根据权利要求20所述的原边反馈励磁供电控制器的控制方法，其特征在于，所述LC串联谐振网络中谐振电感的感值为Lr，谐振电容的容值为Cr；
所述控制方法还包括：计算所述桥电路的振荡频率fr；
其中，
Figure FDA0002878772590000063
所述计算所述励磁电感Lm.est包括：
将所述桥电路的工作频率fsw与所述振荡频率fr进行比对，当fsw＜fr时，在所述桥电路的开关周期T中的采用阶段Tcal内，将所述桥电路当前开关周期T的中，所述反馈电路计算出的所述励磁电流的绝对值|Im.est|与所述输入电流的绝对值|Ir|进行比对；
当|Im.est|＞|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est增大，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至所述反馈电路；
当|Im|＜|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est减小，使得|Im.est|＝|Ir|，并输出至所述反馈电路；
当|Im.est|＝|Ir|时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的励磁电感Lm.est输出至所述反馈电路；
其中，Tcal＝T/2-Tf/2，Tf＝1/fr。
22.根据权利要求20所述的原边反馈励磁供电控制器的控制方法，其特征在于，
所述计算所述励磁电感Lm.est包括：
判断所述反馈电路计算出的所述原边电流Ipri.est为零时，将所述桥电路当前开关周期T中，所述反馈电路接收到的所述励磁电感Lm.est输出至所述反馈电路。
23.根据权利要求21或22所述的原边反馈励磁供电控制器的控制方法，其特征在于，
当fsw≥fr时，所述根据计算出的所述励磁电压Vm.est、所述原边电流Ipri.est计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est包括：
计算所述桥电路的一个开关周期T内，所述励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg、所述原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg；
并根据所述励磁电压Vm.est绝对值的平均值|Vm.est|avg、所述原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，以及所述原边绕组和所述变压器的副边绕组的匝数比K，计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000071
24.根据权利要求21或22所述的原边反馈励磁供电控制器的控制方法，其特征在于，
当fsw＜fr时，所述根据计算出的所述励磁电压Vm.est、所述原边电流Ipri.est计算所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est包括：
在所述桥电路的一个开关周期T内，计算所述原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg，并在半个所述开关周期T中，连续获取多个励磁电压Vm.est的绝对值|Vm.est|以及多个原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|；
从多个所述原边电流Ipri.est的绝对值|Ipri.est|中，得到原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|；
根据原边电流Ipri.est绝对值的峰值|Ipri.est|max、与该峰值|Ipri.est|max相匹配的励磁电压的绝对值|Vm1|、所述原边电流Ipri.est绝对值的平均值|Ipri.est|avg以及变压器原边绕组和副边绕组的匝数比K，计算输出电压Vo.est和输出电流Io.est；
其中，
Figure FDA0002878772590000072
25.一种控制装置，其特征在于，包括负载以及如权利要求1-9任一项所述的谐振电源，所述谐振电源与所述负载电连接。
26.根据权利要求25所述的控制装置，其特征在于，所述负载包括电励磁绕组；
所述控制装置还包括：
转轴，与所述电励磁绕组相连接；
电枢绕组，与所述电励磁绕组和所述谐振电源中的原边反馈励磁供电控制器电连接，用于产生驱动所述转轴转动的旋转磁场，所述电枢绕组还用于根据所述原边反馈励磁供电控制器计算出的所述谐振电源的输出电压Vo.est和输出电流Io.est，以及所述原边反馈励磁供电控制器中预设的所述谐振电源的输出电压和输出电流，控制所述原边反馈励磁供电控制器输出所述驱动信号。
27.一种计算机可读存储介质，其特征在于，包括计算机指令，当所述计算机指令在原边反馈励磁供电控制器上运行时，使得所述原边反馈励磁供电控制器执行如权利要求19-24任一项所述的控制方法。
28.一种计算机程序产品，其特征在于，包括计算机指令，当所述计算机指令在原边反馈励磁供电控制器上运行时，使得所述原边反馈励磁供电控制器执行如权利要求19-24任一项所述的控制方法。
CN202011637004.2A 2020-12-31 2020-12-31 谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置 Pending CN114696620A (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011637004.2A CN114696620A (zh) 2020-12-31 2020-12-31 谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置
EP21913353.5A EP4262076A4 (en) 2020-12-31 2021-10-20 RESONANT CURRENT SOURCE, POWER SUPPLY CONTROL WITH PRIMARY FEEDBACK EXCITATION AND METHOD AND CONTROL DEVICE
PCT/CN2021/125072 WO2022142608A1 (zh) 2020-12-31 2021-10-20 谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置
US18/343,899 US20230361685A1 (en) 2020-12-31 2023-06-29 Resonant power supply, primary-side feedback excitation power supply controller, method, and control apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011637004.2A CN114696620A (zh) 2020-12-31 2020-12-31 谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114696620A true CN114696620A (zh) 2022-07-01

Family

ID=82134663

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202011637004.2A Pending CN114696620A (zh) 2020-12-31 2020-12-31 谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20230361685A1 (zh)
EP (1) EP4262076A4 (zh)
CN (1) CN114696620A (zh)
WO (1) WO2022142608A1 (zh)

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101893682B (zh) * 2010-06-25 2012-12-05 珠海和佳医疗设备股份有限公司 谐振功率放大电路的测试方法
JP6213318B2 (ja) * 2014-03-13 2017-10-18 オムロン株式会社 電流共振型直流電圧変換器、制御用集積回路および電流共振型直流電圧変換方法
CN106026673A (zh) * 2016-07-05 2016-10-12 陕西科技大学 一种具有高电压增益的宽范围输入llc谐振变换器
CN106602918A (zh) * 2016-11-24 2017-04-26 北京无线电测量研究所 一种32kv电子枪脉冲调制电源
JP2018174648A (ja) * 2017-03-31 2018-11-08 オムロン株式会社 Ｌｌｃ共振コンバータ

Also Published As

Publication number Publication date
WO2022142608A1 (zh) 2022-07-07
US20230361685A1 (en) 2023-11-09
EP4262076A1 (en) 2023-10-18
EP4262076A4 (en) 2024-06-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10312738B2 (en) Wireless power transmission system
US11336217B2 (en) Method for reducing noise of a switched reluctance motor based on adjusting a PWM carrier frequency
US8164929B2 (en) Controlled contactless power transmission
JPH09509820A (ja) スイッチ磁気抵抗始動／発電機システムおよびそれを制御する方法
US20130026763A1 (en) Wind power excitation synchronous generation system and control method thereof
WO2012125257A2 (en) Method and system for controlling an electric motor with variable switching frequency at variable operating speeds
US11631999B2 (en) Active rectification in wireless power systems
CN102611370A (zh) 一种永磁同步电机的正弦调制控制方法及其控制电路
US20040207349A1 (en) Drive voltage generating apparatus and method for controlling the same
US8519721B2 (en) Method for compensation of system tolerances in inductive couplers
CN106053928A (zh) 用于校正电流传感器的偏移的设备
US11936203B2 (en) Method for operating a device for wireless transfer of energy in the direction of an electrical consumer by means of inductive coupling and device
CN114598236B (zh) 基于可变电容的无线电机系统
CN109617468B (zh) 两矢量调制永磁同步电动机预测控制优化方法
CN114079404B (zh) 并列结构双凸极高压直流起动发电系统及其起动控制方法
KR102552538B1 (ko) 전원보상을 이용한 브러시리스 직류모터 구동 방법 및 장치
CN101378233A (zh) 可宽范围动态调节电源架构
CN114696620A (zh) 谐振电源、原边反馈励磁供电控制器及方法、控制装置
CN104038114A (zh) 单绕组直流无刷电机的正弦波电压驱动系统及其控制方法
CN108540026B (zh) 一种基于碳化硅/氮化镓mosfet的永磁同步电机驱动控制实时调压电路
RU180979U1 (ru) Электропривод переменного тока
WO2019215891A1 (ja) モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置
CN112542978B (zh) 基于双向交错并联dc-dc逆变器的电机驱动系统
JP7301611B2 (ja) 電力供給装置、及び、電力供給装置の制御方法
CN213461586U (zh) 一种开关磁阻电机的新型磁链观测器控制装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination