CN114629752A - 一种低复杂度的适用于ofdm系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，包括如下步骤：Step 1：LS估计，获取LS估计结果；Step 2：时偏估计，基于LS估计结果获取时偏补偿因子；Step 3：频偏估计，基于LS估计结果获取频偏补偿因子；Step 4：基于时偏补偿因子和频偏补偿因子计算时频偏联合补偿因子；Step 5：利用时频偏联合补偿因子进行时频偏联合补偿，获得时频偏联合补偿结果；Step 6：对时频偏联合补偿结果进行时频域二维内插，获得时频域二维内插结果；Step 7：对时频域二维内插结果进行时频偏联合去补偿，得到信道估计结果。本发明直接进行时频偏联合补偿，可有效降低复杂度。

Description

一种低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，具体而言，涉及一种低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法。

背景技术

当前5GNR系统的物理层中，对于PUSCH和PDSCH信道的信道估计，大多采用基于IFFT降噪滤波的内插方案和基于时频偏补偿的内插方案，两种方案都是基于LS估计结果进行内插，进而获取整个信道的信道估计结果。

对于基于IFFT降噪滤波的内插方案，其核心原理在于使用IFFT变换获取信道衰减因子的时域冲击响应，并根据其分布特征过滤掉噪声。该方案优势在于可显著降低噪声造成的信道估计误差，劣势在于对于时延较大的应用场景适应性较差，处理复杂度较高，且要求PUSCH/PDSCH占用RB资源连续，与5GNR要求支持频选调度相违背，因此已较少使用。

对于基于时频偏补偿的内插方案，其核心原理在于使用时频偏补偿获取近似平坦的信道衰减因子，并基于其使用线性内插获取全频带全时域的信道衰减因子估计结果。该方案优势在于对时延较大的应用场景适应性较好，处理复杂度相对较低。

如图1所示，基于时频偏补偿的内插方案的典型处理过程包括如下步骤：

Step 1：LS估计，基于下式获取LS估计结果

其中，l_dmrs表示DMRS所在的OFDM符号序号，l_{dmrs_min}≤l_dmrs≤l_{dmrs_max}，l_{dmrs_min}和l_{dmrs_min}分别表示DMRS所在的OFDM符号序号的最小值和最大值；

Step 2：时偏估计，基于下式获取频偏补偿因子

其中，N_{to_est_win}和N_{to_est_win_size}分别表示时频估计窗个数和估计窗大小，且N_{to_est_win}*N_{to_est_win_size}＝N_{total_sc}，N_{to_est_win_size}可被M整除；

Step 3：计算时偏补偿因子

如下式所示，

0≤k<N_{ce_win_size}

Step 5：进行时偏补偿，如下式所示，结果记为

Step 6：进行频域内插，如下式所示，结果记为

Step 7：进行时偏去补偿，如下式所示，结果即为信道估计结果，记为

0≤k<N_{ce_win_size},0≤m<N_{ce_win}

Step 8：频偏估计，基于下式获取频偏补偿因子

特别的，若l_{dmrs_min}＝l_{dmrs_max}，即只有1个分布有DMRS的OFDM符号，

恒为1；

Step 9：计算频偏补偿因子

如下式所示：

0≤k<N_{ce_win_size}

Step 10：进行频偏补偿，如下式所示，结果记为

Step 11：进行时域内插，如下式所示，结果记为

Step 12：进行频偏去补偿，如下式所示，结果即为信道估计结果，记为

其中，相应符号含义如下：

l表示OFDM符号序号，默认范围0≤l<N_symb，表示使用的总OFDM符号个数。

k表示子载波序号，默认范围0≤k<N_{total_sc}，表示使用的总子载波个数。

m表示信道估计窗序号，0≤m<N_{ce_win}，N_{ce_win}＝N_{total_sc}/N_{ce_win_size}表示信道估计窗总数，N_{ce_win_size}表示信道估计窗大小，可整除N_{total_sc}。

v表示流序号，默认范围0≤v<N_T。

p表示接收天线序号，默认范围0≤p<N_R。

β_{dmrs_offset}表示DMRS信号的发送功率偏置。

M表示DMRS在频域的分布间隔，且可整除N_{ce_win_size}。

表示第v层在时频位置(l,k)上发送的DMRS信号。

r_p(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号。

显然，该方案不仅流程繁琐复杂，而且处理复杂度较高，所需存储量也较大。按照5GNR标准，在子载波间隔30kHz的2T2R 100MHz小区中，使用典型的基于时频偏补偿的内插方案，PUSCH信道的计算复杂度如表1所示。

表1：

DMRS占用OFDM符号数	加法	乘法	反正切	e的复数侧幂
					1	467418	934836	2	2
2	895502	1791004	6	6
					3	1271170	2542340	10	10
4	1594422	3188844	14	14

从表1可以看出其复杂度极高，若使用支持8点向量运算的主频2.2GHz处理器来实现，假定实现效率25％(考虑数据读写和搬移等损耗和处理器的OS开销)，需要1088us，相当于2个slot时间，显然过长。

发明内容

本发明旨在提供一种低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，以解决传统的基于时频偏补偿的平均值内插信道估计方案，不仅流程繁琐复杂，而且处理复杂度较高，所需存储量也较大。按照5GNR标准，在子载波间隔30kHz的2T2R 100MHz小区中，按照使用支持8点向量运算的主频2.2GHz处理器来实现来评估，假定实现效率25％(考虑数据读写和搬移等损耗和处理器的OS开销)，最大需要1088us，相当于2个slot时间，处理时间过长，难以满足实际应用要求的问题。

本发明提供的一种低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，包括如下步骤：

Step 1：LS估计，获取LS估计结果；

Step 2：时偏估计，基于LS估计结果获取时偏补偿因子；

Step 3：频偏估计，基于LS估计结果获取频偏补偿因子；

Step 4：基于时偏补偿因子和频偏补偿因子计算时频偏联合补偿因子；

Step 5：利用时频偏联合补偿因子进行时频偏联合补偿，获得时频偏联合补偿结果；

Step 6：对时频偏联合补偿结果进行时频域二维内插，获得时频域二维内插结果；

Step 7：对时频域二维内插结果进行时频偏联合去补偿，得到信道估计结果。

进一步的，步骤Step 1中LS估计结果记为

计算方法为使用本地DMRS序列与接收信号做相关：

其中：

l表示OFDM符号序号，默认范围0≤l<N_symb，N_symb表示使用的总OFDM符号个数；l_dmrs表示DMRS所在的OFDM符号序号，l_{dmrs_min}≤l_dmrs≤l_{dmrs_max}，l_{dmrs_min}和l_{dmrs_min}分别表示DMRS所在的OFDM符号序号的最小值和最大值；

k表示子载波序号，默认范围0≤k<N_{total_sc}，N_{total_sc}表示使用的总子载波个数；

v表示流序号，默认范围0≤v<N_T；

M表示DMRS在频域的分布间隔，且可整除N_{ce_win_size}；N_{ce_win_size}表示信道估计窗大小，可整除N_{total_sc}；

β_{dmrs_offset}表示DMRS信号的发送功率偏置；

表示第v层在时频位置(l,k)上发送的DMRS信号；

r_p(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号；p表示接收天线序号，默认范围0≤p<N_R，N_R表示接收天线总数；

进一步的，步骤Step 2中时偏补偿因子记为

计算方法为：

其中：

m表示信道估计窗序号，0≤m<N_{ce_win}，N_{ce_win}＝N_{total_sc}/N_{ce_win_size}表示信道估计窗总数；

N_{to_est_win}和N_{to_est_win_size}分别表示时频估计窗个数和时频估计窗大小，且N_{to_est_win}*N_{to_est_win_size}＝N_{total_sc}，N_{to_est_win_size}可被M整除。

进一步的，步骤Step 3中频偏补偿因子记为

计算方法为：

特别的，若l_{dmrs_min}＝l_{dmrs_max}，即只有1个分布有DMRS的OFDM符号，频偏补偿因子

恒为1。

进一步的，步骤Step 4中时频偏联合补偿因子记为

计算方法为：

进一步的，步骤Step 5中时频偏联合补偿结果记为

计算方法为：

进一步的，步骤Step 6中时频域二维内插结果记为

计算方法为：

进一步的，步骤Step 7中信道估计结果记为

计算方法为：

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

现有技术按照时频补偿、频域内插、时频去补偿、频偏补偿、时域内插、频偏去补偿的处理步骤处理，复杂度较高。而本发明直接进行时频偏联合补偿，可有效降低复杂度。本发明相比传统方法有明显优势，且DMRS占用的OFDM符号越多，该优势越明显：若使用支持8点向量运算的主频2.2GHz处理器来实现，假定实现效率25％(考虑数据读写和搬移等损耗和处理器的OS开销)，需要344us，只有传统方法的1/3左右。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为现有技术中基于时频偏补偿的内插方案的流程图。

图2为本发明实施例中低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法的流程图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例

为方便描述，记：

l表示OFDM符号序号，默认范围0≤l<N_symb，N_symb表示使用的总OFDM符号个数；

k表示子载波序号，默认范围0≤k<N_{total_sc}，N_{total_sc}表示使用的总子载波个数；

m表示信道估计窗序号，0≤m<N_{ce_win}，N_{ce_win}＝N_{total_sc}/N_{ce_win_size}表示信道估计窗总数；N_{ce_win_size}表示信道估计窗大小，可整除N_{total_sc}；

v表示流序号，默认范围0≤v<N_T；

p表示接收天线序号，默认范围0≤p<N_R，N_R表示接收天线总数；

β_{dmrs_offset}表示DMRS信号的发送功率偏置；

M表示DMRS在频域的分布间隔，且可整除N_{ce_win_size}；

表示第v层在时频位置(l,k)上发送的DMRS信号；

r_p(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号；p表示接收天线序号，默认范围0≤p<N_R，N_R表示接收天线总数；

如图2所示，本实施例提出一种低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，包括如下步骤：

Step 1：LS估计，获取LS估计结果

计算方法为使用本地DMRS序列与接收信号做相关：

其中，l_dmrs表示DMRS所在的OFDM符号序号，l_{dmrs_min}≤l_dmrs≤l_{dmrs_max}，l_{dmrs_min}和l_{dmrs_min}分别表示DMRS所在的OFDM符号序号的最小值和最大值；

Step 2：时偏估计，基于LS估计结果获取时偏补偿因子

计算方法为：

其中，N_{to_est_win}和N_{to_est_win_size}分别表示时频估计窗个数和时频估计窗大小，且N_{to_est_win}*N_{to_est_win_size}＝N_{total_sc}，N_{to_est_win_size}可被M整除。

Step 3：频偏估计，基于LS估计结果获取频偏补偿因子

特别的，若l_{dmrs_min}＝l_{dmrs_max}，即只有1个分布有DMRS的OFDM符号，频偏补偿因子

恒为1。

Step 4：基于时偏补偿因子和频偏补偿因子计算时频偏联合补偿因子

0≤k<N_{ce_win_size}

Step 5：利用时频偏联合补偿因子进行时频偏联合补偿，获得时频偏联合补偿结果

Step 6：对时频偏联合补偿结果进行时频域二维内插，获得时频域二维内插结果

Step 7：对时频域二维内插结果进行时频偏联合去补偿，得到信道估计结果

0≤l<N_{slot_symb},0≤k<N_{ce_win_size},0≤m<N_{ce_win}

从上述过程可以看出：现有技术按照时频补偿、频域内插、时频去补偿、频偏补偿、时域内插、频偏去补偿的处理步骤处理，复杂度较高，而本发明直接进行时频偏联合补偿，可有效降低复杂度，也便于后续直接进行时频二维内插和时频偏联合去补偿；

示例：

按照5GNR标准，在子载波间隔30kHz的2T2R 100MHz小区中，使用本发明的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，PUSCH信道的计算复杂度如表2所示。

表2：

DMRS占用OFDM符号数	加法	乘法	反正切	e的复数侧幂
					1	391604	783208	2	2
2	428704	857408	6	6
					3	465804	931608	10	10
4	502904	1005808	14	14

从表2可以看出，本发明相比传统方法有明显优势，且DMRS占用的OFDM符号越多，该优势越明显：若使用支持8点向量运算的主频2.2GHz处理器来实现，假定实现效率25％(考虑数据读写和搬移等损耗和处理器的OS开销)，需要344us，只有传统方法的1/3左右。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

Step 1：LS估计，获取LS估计结果；

Step 2：时偏估计，基于LS估计结果获取时偏补偿因子；

Step 3：频偏估计，基于LS估计结果获取频偏补偿因子；

Step 4：基于时偏补偿因子和频偏补偿因子计算时频偏联合补偿因子；

Step 5：利用时频偏联合补偿因子进行时频偏联合补偿，获得时频偏联合补偿结果；

Step 6：对时频偏联合补偿结果进行时频域二维内插，获得时频域二维内插结果；

Step 7：对时频域二维内插结果进行时频偏联合去补偿，得到信道估计结果。

2.根据权利要求1所述的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，步骤Step 1中LS估计结果记为

计算方法为使用本地DMRS序列与接收信号做相关：

其中：

l表示OFDM符号序号，默认范围0≤l<N_symb，N_symb表示使用的总OFDM符号个数；l_dmrs表示DMRS所在的OFDM符号序号，l_{dmrs_min}≤l_dmrs≤l_{dmrs_max}，l_{dmrs_min}和l_{dmrs_min}分别表示DMRS所在的OFDM符号序号的最小值和最大值；

k表示子载波序号，默认范围0≤k<N_{total_sc}，N_{total_sc}表示使用的总子载波个数；

v表示流序号，默认范围0≤v<N_T；

M表示DMRS在频域的分布间隔，且可整除N_{ce_win_size}；N_{ce_win_size}表示信道估计窗大小，可整除N_{total_sc}；

β_{dmrs_offset}表示DMRS信号的发送功率偏置；

表示第v层在时频位置(l,k)上发送的DMRS信号；

r_p(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号；p表示接收天线序号，默认范围0≤p<N_R，N_R表示接收天线总数。

3.根据权利要求2所述的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，步骤Step 2中时偏补偿因子记为

计算方法为：

其中：

m表示信道估计窗序号，0≤m<N_{ce_win}，N_{ce_win}＝N_{total_sc}/N_{ce_win_size}表示信道估计窗总数；

N_{to_est_win}和N_{to_est_win_size}分别表示时频估计窗个数和时频估计窗大小，且N_{to_est_win}*N_{to_est_win_size}＝N_{total_sc}，N_{to_est_win_size}可被M整除。

4.根据权利要求3所述的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，步骤Step 3中频偏补偿因子记为

计算方法为：

5.根据权利要求4所述的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，若l_{dmrs_min}＝l_{dmrs_max}，即只有1个分布有DMRS的OFDM符号，频偏补偿因子

恒为1。

6.根据权利要求4所述的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，步骤Step 4中时频偏联合补偿因子记为

计算方法为：

7.根据权利要求6所述的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，步骤Step 5中时频偏联合补偿结果记为

计算方法为：

8.根据权利要求7所述的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，步骤Step 6中时频域二维内插结果记为

计算方法为：

9.根据权利要求8所述的低复杂度的适用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，步骤Step 7中信道估计结果记为

计算方法为：

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