CN115484134A - 一种适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法、介质及装置 - Google Patents

一种适用于大多径时延扩展的ofdm系统信道估计方法、介质及装置 Download PDF

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CN115484134A CN202211062501.3A CN202211062501A CN115484134A CN 115484134 A CN115484134 A CN 115484134A CN 202211062501 A CN202211062501 A CN 202211062501A CN 115484134 A CN115484134 A CN 115484134A
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Abstract

本发明提供一种适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法、介质及装置，所述方法包括：LS估计，获取LS估计结果；时偏估计，基于LS估计结果获取时偏补偿因子；频偏估计，基于LS估计结果获取频偏补偿因子；基于时偏补偿因子和频偏补偿因子计算时频偏联合补偿因子；利用时频偏联合补偿因子进行时频偏联合补偿，获得时频偏联合补偿结果；对时频偏联合补偿结果进行频域上三次多项式拟合、时域上平均值拟合的时频二维内插，获得时频域二维内插结果；对时频域二维内插结果进行时频偏联合去补偿，得到信道估计结果。本发明在严重多径的无线信道条件下，可对高码率数据传输解调性能条件下有明显提升。

Description

一种适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法、介质 及装置
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体而言，涉及一种适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法、介质及装置。
背景技术
当前OFDM系统，大多采用基于IFFT降噪滤波的内插方案和基于时频偏补偿的内插方案，两种方案都是基于LS估计结果进行内插，进而获取整个信道的信道估计结果。
对于基于IFFT降噪滤波的内插方案，其核心原理在于使用IFFT变换获取信道衰减因子的时域冲击响应，并根据其分布特征过滤掉噪声。该方案优势在于可显著降低噪声造成的信道估计误差，劣势在于对于时延较大的应用场景适应性较差，处理复杂度较高，且要求信号传输占用的子载波资源连续，会影响OFDM系统资源分配的灵活性，因此已较少使用。
对于基于时频偏补偿的内插方案，其核心原理在于使用时频偏补偿获取近似平坦的信道衰减因子，并基于其使用线性内插获取全频带全时域的信道衰减因子估计结果。该方案优势在于对时延较大的应用场景适应性较好，处理复杂度相对较低。
如图1所示，基于时频偏补偿的内插方案的典型处理过程如下：
Step 1：LS估计，基于下式获取LS估计结果
Figure BDA0003826855680000011
Figure BDA0003826855680000012
其中，ldmrs表示DMRS所在的OFDM符号序号，ldmrs_min≤ldmrs≤ldmrs_max，ldmrs_min和ldmrs_min分别表示DMRS所在的OFDM符号序号的最小值和最大值；
Step 2：时偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
Figure BDA0003826855680000021
Figure BDA0003826855680000022
Figure BDA0003826855680000023
Figure BDA0003826855680000024
其中，Nto_est_win和Nto_est_win_size分别表示时频估计窗个数和估计窗大小，且Nto_est_win*Nto_est_win_size＝Ntotal_sc，Nto_est_win_size可被M整除。
Step 3：基于下式计算时偏补偿因子
Figure BDA0003826855680000025
Figure BDA0003826855680000026
0≤k<Nce_win_size
Step 5：基于下式进行时偏补偿，结果记为
Figure BDA0003826855680000027
Figure BDA0003826855680000028
Figure BDA0003826855680000029
Step 6：基于下式进行频域内插，结果记为
Figure BDA00038268556800000210
Figure BDA00038268556800000211
Figure BDA00038268556800000212
Step 7：基于下式进行时偏去补偿，结果即为信道估计结果，记为
Figure BDA00038268556800000213
Figure BDA00038268556800000214
0≤k<Nce_win_size,0≤m<Nce_win
Step 8：频偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
Figure BDA00038268556800000215
Figure BDA00038268556800000216
Figure BDA00038268556800000217
Figure BDA00038268556800000218
特别的，若ldmrs_min＝ldmrs_max，即只有1个分布有DMRS的OFDM符号，
Figure BDA0003826855680000031
恒为1；
Step 9：基于下式计算频偏补偿因子
Figure BDA0003826855680000032
Figure BDA0003826855680000033
0≤k<Nce_win_size
Step 10：基于下式进行频偏补偿，结果记为
Figure BDA0003826855680000034
Figure BDA0003826855680000035
Step 11：基于下式进行时域内插，结果记为
Figure BDA0003826855680000036
Figure BDA0003826855680000037
Step 12：基于下式进行频偏去补偿，结果即为信道估计结果，记为
Figure BDA0003826855680000038
Figure BDA0003826855680000039
其中，相应符号含义如下：
l表示OFDM符号序号，默认范围0≤l<Nsymb，表示使用的总OFDM符号个数；
k表示子载波序号，默认范围0≤k<Ntotal_sc，表示使用的总子载波个数；
m表示信道估计窗序号，0≤m<Nce_win，Nce_win＝Ntotal_sc/Nce_win_size表示信道估计窗总数，Nce_win_size表示信道估计窗大小，可整除Ntotal_sc；
v表示流序号，默认范围0≤v<NT；
p表示接收天线序号，默认范围0≤p<NR；
βdmrs_offset表示DMRS信号的发送功率偏置；
M表示DMRS在频域的分布间隔，且可整除Nce_win_size；
Figure BDA00038268556800000310
表示第v层在时频位置(l,k)上发送的DMRS信号；
rp(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号。
显然，该方案设计的核心前提是在连续Nce_win_size个子载波上，无线信道在频谱上是平坦的，即没有频率选择性衰落。基于这一前提，对连续Nce_win_size个子载波上的信道估计结果求取平均值，可以起到降低信道估计误差的效果，且在假定DMRS均匀分布条件下Nce_win_size取值越大，降低信道估计误差的效果越明显。
发明内容
本发明旨在提供一种适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法、介质及装置，以解决在大多径扩展信道条件下，多径时延扩展较大，若使用传统方案，Nce_win_size取值需要设计得很小(多径时延扩展越大，相干带宽越小)，这会导致信道估计误差无法被有效降低，进而导致系统性能下降的问题。
本发明提供的一种适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法，包括如下步骤：
Step 1：LS估计，基于下式获取LS估计结果
Figure BDA0003826855680000041
Figure BDA0003826855680000042
其中，ldmrs表示DMRS所在的OFDM符号序号，ldmrs_min≤ldmrs≤ldmrs_max，ldmrs_min和ldmrs_min分别表示DMRS所在的OFDM符号序号的最小值和最大值；
Step 2：时偏估计，基于下式获取时偏补偿因子
Figure BDA0003826855680000043
Figure BDA0003826855680000044
Figure BDA0003826855680000045
Figure BDA0003826855680000046
其中，Nto_est_win和Nto_est_win_size分别表示时频估计窗个数和估计窗大小，且Nto_est_win*Nto_est_win_size＝Ntotal_sc，Nto_est_win_size可被M整除；
Step 3：频偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
Figure BDA0003826855680000047
Figure BDA0003826855680000051
Figure BDA0003826855680000052
Figure BDA0003826855680000053
Step 4：基于下式计算时频偏联合补偿因子
Figure BDA0003826855680000054
Figure BDA0003826855680000055
0≤k<Nce_win_size
Step 5：基于下式进行时频偏联合补偿，结果记为
Figure BDA0003826855680000056
Figure BDA0003826855680000057
Figure BDA0003826855680000058
Step 6：基于下式进行时频域二维内插，结果记为
Figure BDA0003826855680000059
Figure BDA00038268556800000510
Figure BDA00038268556800000511
0≤k<Nce_win_size,0≤m<Nce_win
Step 7：基于下式进行时频偏联合去补偿，结果即为信道估计结果，记为
Figure BDA00038268556800000512
Figure BDA00038268556800000513
0≤l<Nslot_symb,0≤k<Nce_win_size,0≤m<Nce_win
上述式中参数含义如下：
l表示OFDM符号序号，默认范围0≤l<Nsymb，Nsymb表示使用的总OFDM符号个数；
k表示子载波序号，默认范围0≤k<Ntotal_sc，Ntotal_sc表示使用的总子载波个数；
m表示信道估计窗序号，0≤m<Nce_win，Nce_win＝Ntotal_sc/Nce_win_size表示信道估计窗总数，Nce_win_size表示信道估计窗大小，可整除Ntotal_sc；
v表示流序号，默认范围0≤v<NT；
p表示接收天线序号，默认范围0≤p<NR；
βdmrs_offset表示DMRS信号的发送功率偏置；
M表示DMRS在频域的分布间隔，且可整除Nce_win_size；
Mfilter表示三阶拟合多项式滤波器的阶数，该滤波器的非零滤波系数个数为2Mfilter+1；
α(Δk)表示三阶拟合多项式滤波器的滤波系数；
Figure BDA0003826855680000061
表示第v层在时频位置(l,k)上发送的DMRS信号；
rp(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号。
特别地，若ldmrs_min＝ldmrs_max，即只有1个分布有DMRS的OFDM符号，
Figure BDA0003826855680000062
恒为1。
进一步地，所述三阶拟合多项式滤波器的滤波系数α(Δk)基于最小军方误差原则计算得到。
进一步地，所述三阶拟合多项式滤波器的滤波系数α(Δk)的计算方法为：
(1)采用下式分别计算S0、S2和S4：
Figure BDA0003826855680000063
(2)采用下式分别计算F0(i)和F2(i)：
Fk(i)＝ik
(3)采用下式计算α(Δk)：
Figure BDA0003826855680000071
本发明还提供一种计算机终端存储介质，存储有计算机终端可执行指令，所述计算机终端可执行指令用于执行如上述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法。
本发明还提供一种计算装置，包括：
至少一个处理器；以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如上述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
本发明在严重多径的无线信道条件下，可对高码率数据传输解调性能条件下有明显提升。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1为现有技术中基于时频偏补偿的内插方案的流程图。
图2为本发明实施例中适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法的流程图。
图3为本发明的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法与传统方案的BLER性能对比图。
图4为本发明的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法与传统方案的BLER曲线对比图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例
如图2所示，本实施例提出一种适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法，包括如下步骤：
Step 1：LS估计，基于下式获取LS估计结果
Figure BDA0003826855680000081
Figure BDA0003826855680000082
其中，ldmrs表示DMRS所在的OFDM符号序号，ldmrs_min≤ldmrs≤ldmrs_max，ldmrs_min和ldmrs_min分别表示DMRS所在的OFDM符号序号的最小值和最大值；
Step 2：时偏估计，基于下式获取时偏补偿因子
Figure BDA0003826855680000083
Figure BDA0003826855680000091
Figure BDA0003826855680000092
Figure BDA0003826855680000093
其中，Nto_est_win和Nto_est_win_size分别表示时频估计窗个数和估计窗大小，且Nto_est_win*Nto_est_win_size＝Ntotal_sc，Nto_est_win_size可被M整除；
Step 3：频偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
Figure BDA0003826855680000094
Figure BDA0003826855680000095
Figure BDA0003826855680000096
Figure BDA0003826855680000097
特别地，若ldmrs_min＝ldmrs_max，即只有1个分布有DMRS的OFDM符号，
Figure BDA0003826855680000098
恒为1。
Step 4：基于下式计算时频偏联合补偿因子
Figure BDA0003826855680000099
Figure BDA00038268556800000910
0≤k<Nce_win_size
Step 5：基于下式进行时频偏联合补偿，结果记为
Figure BDA00038268556800000911
Figure BDA00038268556800000912
Figure BDA00038268556800000913
Step 6：基于下式进行时频域二维内插，结果记为
Figure BDA00038268556800000914
Figure BDA0003826855680000101
Figure BDA0003826855680000102
0≤k<Nce_win_size,0≤m<Nce_win
进行频域上三次多项式拟合、时域上平均值拟合的时频二维内插，相比现有技术：频域上三次多项式拟合可更好地逼近信道衰减因子，频域估计窗也可设计得更大(三次多项式拟合方案允许频域估计窗带宽内存在一定程度的频率选择性衰落)，进而可更加有效降低信道估计误差。
Step 7：基于下式进行时频偏联合去补偿，结果即为信道估计结果，记为
Figure BDA0003826855680000103
Figure BDA0003826855680000104
0≤l<Nslot_symb,0≤k<Nce_win_size,0≤m<Nce_win
上述式中参数含义如下：
l表示OFDM符号序号，默认范围0≤l<Nsymb，Nsymb表示使用的总OFDM符号个数；
k表示子载波序号，默认范围0≤k<Ntotal_sc，Ntotal_sc表示使用的总子载波个数；
m表示信道估计窗序号，0≤m<Nce_win，Nce_win＝Ntotal_sc/Nce_win_size表示信道估计窗总数，Nce_win_size表示信道估计窗大小，可整除Ntotal_sc；
v表示流序号，默认范围0≤v<NT；
p表示接收天线序号，默认范围0≤p<NR；
βdmrs_offset表示DMRS信号的发送功率偏置；
M表示DMRS在频域的分布间隔，且可整除Nce_win_size；
Mfilter表示三阶拟合多项式滤波器的阶数，该滤波器的非零滤波系数个数为2Mfilter+1；
α(Δk)表示三阶拟合多项式滤波器的滤波系数；
Figure BDA0003826855680000111
表示第v层在时频位置(l,k)上发送的DMRS信号；
rp(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号。
其中，所述三阶拟合多项式滤波器的滤波系数α(Δk)基于最小军方误差原则计算得到。具体如下：
(1)采用下式分别计算S0、S2和S4：
Figure BDA0003826855680000112
(2)采用下式分别计算F0(i)和F2(i)：
Fk(i)＝ik
(3)采用下式计算α(Δk)：
Figure BDA0003826855680000113
如图3所示，基于3GPP定义的NLOS的“TDL-A”信道模型，设定归一化多径时延为300ns、使用LDPC编码且编码效率0.86、QPSK调制条件下，其中Ideal曲线表示理想信道估计对应的BLER性能曲线，average曲线表示传统方案对应的BLER性能曲线，smooth fitler曲线表示本方案对应的BLER性能曲线，可以看出，本发明的BLER性能提升大于6dB。
如图4所示，基于3GPP定义的NLOS的“TDL-A”信道模型，设定归一化多径时延为300ns、使用LDPC编码且编码效率0.97、QPSK调制条件下，其中Ideal曲线表示理想信道估计对应的BLER性能曲线，average曲线表示传统方案对应的BLER性能曲线，smooth fitler曲线表示本方案对应的BLER性能曲线，可以看出，传统方案已经无法使BLER曲线收敛，而使用本发明可使BLER曲线收敛。
综上，使用本发明，在严重多径的无线信道条件下，可对高码率数据传输解调性能条件下有明显提升。
此外，在一些实施例中，提出一种计算机终端存储介质，存储有计算机终端可执行指令，所述计算机终端可执行指令用于执行如前文实施例所述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法。计算机存储介质的示例包括磁性存储介质(例如，软盘、硬盘等)、光学记录介质(例如，CD-ROM、DVD等)或存储器，如存储卡、ROM或RAM等。计算机存储介质也可以分布在网络连接的计算机系统上，例如是应用程序的商店。
此外，在一些实施例中，提出一种计算装置，包括：至少一个处理器；以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如前文实施例所述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法。计算装置的示例包括PC机、平板电脑、智能手机或PDA等。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法，其特征在于，包括如下步骤：
Step 1：LS估计，基于下式获取LS估计结果
Figure FDA0003826855670000011
Figure FDA0003826855670000012
其中，ldmrs表示DMRS所在的OFDM符号序号，ldmrs_min≤ldmrs≤ldmrs_max，ldmrs_min和ldmrs_min分别表示DMRS所在的OFDM符号序号的最小值和最大值；
Step 2：时偏估计，基于下式获取时偏补偿因子
Figure FDA0003826855670000013
Figure FDA0003826855670000014
Figure FDA0003826855670000015
Figure FDA0003826855670000016
其中，Nto_est_win和Nto_est_win_size分别表示时频估计窗个数和估计窗大小，且Nto_est_win*Nto_est_win_size＝Ntotal_sc，Nto_est_win_size可被M整除；
Step 3：频偏估计，基于下式获取频偏补偿因子
Figure FDA0003826855670000017
Figure FDA0003826855670000018
Figure FDA0003826855670000019
Figure FDA00038268556700000110
Step 4：基于下式计算时频偏联合补偿因子
Figure FDA00038268556700000111
Figure FDA0003826855670000021
0≤k<Nce_win_size
Step 5：基于下式进行时频偏联合补偿，结果记为
Figure FDA0003826855670000022
Figure FDA0003826855670000023
Figure FDA0003826855670000024
Step 6：基于下式进行时频域二维内插，结果记为
Figure FDA0003826855670000025
Figure FDA0003826855670000026
Figure FDA0003826855670000027
0≤k<Nce_win_size,0≤m<Nce_win
Step 7：基于下式进行时频偏联合去补偿，结果即为信道估计结果，记为
Figure FDA0003826855670000028
Figure FDA0003826855670000029
0≤l<Nslot_symb,0≤k<Nce_win_size,0≤m<Nce_win
上述式中参数含义如下：
l表示OFDM符号序号，默认范围0≤l<Nsymb，Nsymb表示使用的总OFDM符号个数；
k表示子载波序号，默认范围0≤k<Ntotal_sc，Ntotal_sc表示使用的总子载波个数；
m表示信道估计窗序号，0≤m<Nce_win，Nce_win＝Ntotal_sc/Nce_win_size表示信道估计窗总数，Nce_win_size表示信道估计窗大小，可整除Ntotal_sc；
v表示流序号，默认范围0≤v<NT；
p表示接收天线序号，默认范围0≤p<NR；
βdmrs_offset表示DMRS信号的发送功率偏置；
M表示DMRS在频域的分布间隔，且可整除Nce_win_size；
Mfilter表示三阶拟合多项式滤波器的阶数，该滤波器的非零滤波系数个数为2Mfilter+1；
α(Δk)表示三阶拟合多项式滤波器的滤波系数；
Figure FDA0003826855670000031
表示第v层在时频位置(l,k)上发送的DMRS信号；
rp(l,k)表示第p根接收天线上的在时频位置(l,k)上接收的频域信号。
2.根据权利要求1所述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法，其特征在于，若ldmrs_min＝ldmrs_max，即只有1个分布有DMRS的OFDM符号，
Figure FDA0003826855670000032
恒为1。
3.根据权利要求1所述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法，其特征在于，所述三阶拟合多项式滤波器的滤波系数α(Δk)基于最小军方误差原则计算得到。
4.根据权利要求3所述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法，其特征在于，所述三阶拟合多项式滤波器的滤波系数α(Δk)的计算方法为：
(1)采用下式分别计算S0、S2和S4：
Figure FDA0003826855670000033
(2)采用下式分别计算F0(i)和F2(i)：
Fk(i)＝ik
(3)采用下式计算α(Δk)：
Figure FDA0003826855670000041
5.一种计算机终端存储介质，存储有计算机终端可执行指令，其特征在于，所述计算机终端可执行指令用于执行如权利要求1-4中任一权利要求所述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法。
6.一种计算装置，其特征在于，包括：
至少一个处理器；以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如权利要求1-4中任一权利要求所述的适用于大多径时延扩展的OFDM系统信道估计方法。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102035764A (zh) * 2009-09-24 2011-04-27 中兴通讯股份有限公司 非理想同步单载波频分多址系统的信道估计装置及方法
WO2015139590A1 (zh) * 2014-03-21 2015-09-24 电信科学技术研究院 一种频偏估计和补偿的方法及装置
CN110493156A (zh) * 2019-08-22 2019-11-22 西安电子科技大学 5g移动通信系统中基于星座点分集的频偏估计方法
CN114629752A (zh) * 2022-02-15 2022-06-14 成都中科微信息技术研究院有限公司 一种低复杂度的适用于ofdm系统的信道估计方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102035764A (zh) * 2009-09-24 2011-04-27 中兴通讯股份有限公司 非理想同步单载波频分多址系统的信道估计装置及方法
WO2015139590A1 (zh) * 2014-03-21 2015-09-24 电信科学技术研究院 一种频偏估计和补偿的方法及装置
CN110493156A (zh) * 2019-08-22 2019-11-22 西安电子科技大学 5g移动通信系统中基于星座点分集的频偏估计方法
CN114629752A (zh) * 2022-02-15 2022-06-14 成都中科微信息技术研究院有限公司 一种低复杂度的适用于ofdm系统的信道估计方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
NOKIA: "R1-060188 "Frequency domain user multiplexing for the E-UTRAN downlink"", 3GPP TSG_RAN\\WG1_RL1, no. 1, 19 January 2006 (2006-01-19) *
王炜;钱良;杨峰;周卫星;: "长时延环境下多普勒频偏估计与补偿技术", 信息技术, no. 05, 25 May 2012 (2012-05-25) *

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